衰落信道接受性能仿真試驗(yàn)資料

1、衰落信道接受性能仿真實(shí)驗(yàn)1 實(shí)驗(yàn)?zāi)康呐c要求1 ) 基于 Matlab 軟件模擬完整的數(shù)字通信流程：給出接收端的誤比特率分析2 ) 驗(yàn)證衰落信道對(duì)通信性能的影響： 假設(shè)理想的載波與符號(hào)同步，分析信道與碼間串?dāng)_對(duì)傳輸?shù)挠绊? ) 兩種均衡準(zhǔn)則下的均衡器： 對(duì)比兩種均衡準(zhǔn)則的特點(diǎn)與不同信道參數(shù)下的誤碼率性能2 實(shí)驗(yàn)內(nèi)容2.1 符號(hào)速率模型下高斯信道誤碼率分析圖 1-0-1處理流程Step1：根據(jù)比特得到復(fù)符號(hào)序列Step2：加入復(fù)高斯噪聲Step3：判決得到輸出比特實(shí)驗(yàn)結(jié)果及分析不同調(diào)制階數(shù)的仿真 誤碼率隨參數(shù)變化的統(tǒng)計(jì) 與理論誤碼率曲線對(duì)比010不 同 調(diào) 制 階 數(shù) 下 的 信 噪 比 與 Es

2、N0 關(guān) 系-1N=2N=4N=8N=16圖 1-0-2說明：進(jìn)行了 M=2、4、8、16 的 PSK 調(diào)制方式的仿真。在高斯信道分別添加信噪比 EsNo=1:10的噪聲，從圖中可以看出，信噪比一定時(shí)，調(diào)制階數(shù)越高，誤碼率越高；誤 碼率一定時(shí)，調(diào)試階數(shù)越低，所需要的信噪比越低。與理論誤碼率曲線對(duì)比Ms=2圖 1-0-3Ms=4圖 1-0-4說明： 進(jìn)行了 M=2、4 的理論與仿真的比較。從圖中可以看出， 2PSK 理論與仿真曲線基 本吻合； 4PSK在低信噪比時(shí)，仿真誤碼率大于理論誤碼率?？梢钥闯鯩PSK 隨著調(diào)制階數(shù)的升高，性能逐漸惡化。2.2 基帶傳輸模型下高斯信道誤碼率分析圖 2-1處理

3、流程Step1：根據(jù)比特得到復(fù)符號(hào)序列Step2：成型濾波Step3：加入復(fù)高斯噪聲Step4：匹配濾波Step5：符號(hào)速率抽樣Step6：判決得到輸出比特 實(shí)驗(yàn)結(jié)果及分析 成型濾波器與基帶波形1.2-0.2-25滾降 系數(shù) 0.8時(shí) 根 升余 弦 濾波 器10.80.60.40.20-20-15-10-50510152025圖 2-2說明：根升余弦濾波器，滾降系數(shù) 為 0.8，濾波器拖尾為 delay=10I路Q路圖 2-3說明： I路和 Q 路基帶波形Es/N0 與信噪比的換算Esn0all=Ebn0+10*log10(log2(Ms)-10*log10(fs/2/fb)%全通帶信噪比匹配

4、濾波后的基帶波形滾 降系 數(shù)0.8時(shí) 發(fā) 送波形 I路滾降系 數(shù)0.8時(shí)發(fā) 送波形Q路圖 2-4 說明： I路和 Q 路匹配濾波后波形 最佳抽樣點(diǎn)的抽樣 I_xt=downsample(I_sigbase,Nsam); % 最佳采樣點(diǎn)采樣 Q_xt=downsample(Q_sigbase,Nsam);2.3 頻帶傳輸模型下高斯信道誤碼率分析圖 3-0-1處理流程Step1：根據(jù)比特得到復(fù)符號(hào)序列Step2：成型濾波Step3：正交調(diào)制Step4：加入復(fù)高斯噪聲Step5：正交變頻與匹配濾波Step6：符號(hào)速率抽樣Step7：判決得到輸出比特設(shè)計(jì)采樣速率 Fs=5，符號(hào)速率 Rb=1， Fc=

5、1。設(shè)計(jì)根升余弦濾波器，滾降系數(shù)0.8，長度 100 。設(shè)計(jì)信道，添加信噪比為 EBN0=10dB。實(shí)驗(yàn)結(jié)果及分析正交調(diào)制后得到實(shí)信號(hào)圖 3-0-2正交下變頻后的頻譜正交下變頻后功率譜圖圖 3-0-3載波相位帶來的相位誤差抽樣后星座圖0-0.2 -0.1 0 0.1 0.2In-Phase0.抽樣后星座圖圖 3-4-b圖 3-4-a說明：在正交下變頻時(shí)，給載波附加一個(gè)小的相位，仿真中加的為 0.5，抽樣后的星座圖如 圖 3-4-b 所示，可以發(fā)現(xiàn)載波相位的誤差會(huì)造成星座圖的偏轉(zhuǎn)。而由之前學(xué)過的知識(shí)可知， 載波頻差會(huì)造成星座圖的旋轉(zhuǎn)。同時(shí)，此時(shí)的誤碼率較高。2.4 符號(hào)速率模型下多徑信道誤碼率分

6、析圖 4-0-1處理流程Step1：根據(jù)比特得到復(fù)符號(hào)序列Step2：與信道參數(shù)卷積Step3：加入復(fù)高斯噪聲Step4：均衡器Step5：判決得到輸出比特實(shí)驗(yàn)結(jié)果及分析符號(hào)速率信道模型計(jì)算均衡器系數(shù)1.5-1.50迫零準(zhǔn)則均衡前后對(duì)比10.50-0.5-12040 6080100 120 140圖 4-0-2最 小 均 方 誤 差 準(zhǔn) 則 均 衡 前 后 對(duì) 比圖 4-0-3均衡 系數(shù)比 較3.5迫零準(zhǔn)則 最小均方誤差準(zhǔn)則2.51.50.5-0.5-1-1.51 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11圖 4-0-4兩種準(zhǔn)則均衡器性能比較性 能比 較圖 4-0-5說明：對(duì)兩種均衡進(jìn)行誤碼率

7、分析可以發(fā)現(xiàn)， 在 Eb/No 較小時(shí)，運(yùn)用最小均方誤 差準(zhǔn)則進(jìn)行均衡效果更好2.5 基帶傳輸模型下多徑信道誤碼率分析圖 0-1處理流程Step1：根據(jù)比特得到復(fù)符號(hào)序列Step2：成型濾波Step3：卷積信道加入復(fù)高斯噪聲Step4：匹配濾波與符號(hào)速率抽樣Step5：均衡器Step6：判決得到輸出比特實(shí)驗(yàn)結(jié)果及分析基于基帶波形的信道模型多徑信道下的匹配濾波信道參數(shù)( 1,0,0.5)性 能比 較圖 5-0-2信道參數(shù)( 1,0.5,0.5 )性能比較EbN0(dB)率特比圖 5-3說明：可以明顯看出，在相同條件下MMSE 準(zhǔn)則均衡性能優(yōu)于迫零準(zhǔn)則性能。且改變信道參數(shù)對(duì)均衡性能有影響。迫零準(zhǔn)則

8、前后比較210-1-2-30 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100最小均方誤差準(zhǔn)則前后比較圖 4-0-421.510.50-0.5-1-1.5-20 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100圖 4-0-5均衡 系數(shù)比 較圖 4-0-6兩種準(zhǔn)則均衡器性能比較圖 4-0-7說明：對(duì)兩種均衡進(jìn)行誤碼率分析可以發(fā)現(xiàn)， 運(yùn)用最小均方誤差準(zhǔn)則進(jìn)行均衡效 果更好3 實(shí)驗(yàn)總結(jié)本次仿真即使我對(duì)通信原理基礎(chǔ)理論知識(shí)的回顧與復(fù)習(xí)， 同時(shí)也借用了之前做過的成型 的實(shí)驗(yàn)代碼。 從最基本的基于簡化流程的實(shí)現(xiàn)與分析： 符號(hào)速率模型下高斯信道誤碼率分析 到條件限制和實(shí)現(xiàn)難度較大的其

9、它基帶傳輸模型下高斯信道誤碼率分析、 頻帶傳輸模型下高 斯信道誤碼率分析、 符號(hào)速率模型下多徑信道誤碼率分析、 基帶傳輸模型下多徑信道誤碼率 分析， 在做的過程中，對(duì)符號(hào)速率模型、 基帶傳輸模型、 頻帶傳輸模型有了更深的了解以及 更好的掌握。體會(huì)最深的一點(diǎn)是： 編程要建立在理論知識(shí)十分扎實(shí)的基礎(chǔ)上， 而我由于之前課程學(xué)習(xí)不 是很扎實(shí)， 原理還不是弄得特別清楚， 調(diào)試程序時(shí)也只能改變參數(shù)來查看結(jié)果再結(jié)合書本知 識(shí)并向同學(xué)請(qǐng)教才逐漸弄懂。今后要加強(qiáng)理論課的學(xué)習(xí)，并不斷復(fù)習(xí)鞏固。無線通信仿真實(shí)驗(yàn)、FDMAFDMA仿真鏈路圖如下圖所示：1、參數(shù)設(shè)置（1）發(fā)生器參數(shù)設(shè)置：分別產(chǎn)生頻率分別為 4HZ， 6

10、HZ， 8HZ的正弦， 50%占空比的方波與鋸齒波。幅值設(shè)置為1。（2）DSB-AM調(diào)制器參數(shù)設(shè)置： 正弦信號(hào)，方波信號(hào)，鋸齒波信號(hào)的載頻分別為40HZ，60HZ， 80HZ，這樣設(shè)置是為了減少其在頻域上有重疊的分量。（3）帶通濾波器參數(shù)設(shè)置：選擇巴特沃斯型濾波器， 濾波器帶通起始頻率分別為 30HZ，40HZ，50HZ，截止頻率為 50HZ， 70HZ， 90HZ。（4）高斯噪聲發(fā)生器參數(shù)設(shè)置： 設(shè)置高斯隨機(jī)噪聲的方差為 0.1 ，均值為 0。（5）DSB-AM解調(diào)器參數(shù)設(shè)置： 正弦信號(hào)，方波信號(hào)，鋸齒波信號(hào)的載頻分別為40HZ，60HZ， 80HZ。而其后的巴特沃斯低通濾波器的截止頻率為

11、4HZ，50HZ， 20HZ。（6）零階保持器參數(shù)設(shè)置：統(tǒng)一設(shè)置采樣時(shí)間為 0.001s 。注意如果不加保持器，則調(diào)制解調(diào)器不能工作。2、實(shí)驗(yàn)結(jié)果實(shí)驗(yàn)結(jié)果如下圖所示：正弦信號(hào) DSB頻譜圖很明顯能看到頻率分量很單一。方波信號(hào) DSB頻譜圖鋸齒波信號(hào) DSB頻譜圖頻譜分量豐富程度介于正弦波與方波之間。FDMA 下 3 路信號(hào)的的時(shí)域波形基本已經(jīng)看不出來到底是什么圖形。但是在頻域上，因?yàn)橛蓄l率不同的調(diào)制載波，所以比較明顯。由圖可知， FDMA 可以通過使不同信號(hào)占據(jù)不同的頻率段來實(shí)現(xiàn)頻分多址的傳輸方式， 各信號(hào)的頻帶之間要保證盡可能少的重疊，來減少信息的損失。當(dāng)信號(hào)到達(dá)接收端的時(shí)候，我們需要對(duì)不同

12、頻率的信號(hào)進(jìn)行提取并解調(diào)還原出原信號(hào)。解調(diào)出正弦信號(hào)解調(diào)出方波信號(hào)解調(diào)出鋸齒波信號(hào)（上方）由圖可知， 實(shí)驗(yàn)仿真基本實(shí)現(xiàn)了對(duì)信號(hào)的提取與恢復(fù)。 對(duì)于正弦信號(hào)， 我們能夠較好的 解調(diào)出來， 只存在幅度失真， 是由于解調(diào)過程中引入了直流分量的緣故。 而對(duì)于方波而鋸齒 波，由于其頻譜范圍無窮大， 而且仿真時(shí)只能取一定范圍內(nèi)， 所以解調(diào)濾波過程不可避免的 濾除了某些中高頻分量，造成了一定的失真。、 TDMA仿真TDMA仿真鏈路圖如下圖所示：TDMA 仿真鏈路1、參數(shù)設(shè)置信號(hào)源：正弦波發(fā)生器：頻率 5HZ，幅度 2方波發(fā)生器：頻率 5HZ，幅度 2鋸齒波發(fā)生器：頻率 5HZ，幅度 2時(shí)鐘信號(hào)（方波發(fā)生器） ：頻率 100HZ,幅度 2，相位偏移分別為 0，Pi/3 ， 2*Pi/3 。Constant 模塊：時(shí)鐘設(shè)置為 1，采樣時(shí)間為 0.1ms 。 轉(zhuǎn)換器：選擇過零保護(hù)，采樣時(shí)間為0.1ms 。2、實(shí)驗(yàn)結(jié)果信號(hào)源波形如下圖所示：由圖可知 TDMA 是把每個(gè)時(shí)鐘周期分為 3個(gè)時(shí)隙，每個(gè)時(shí)隙中傳 3 中不同的信號(hào)， 達(dá)到 時(shí)分復(fù)用的效果以節(jié)省頻帶資源，增加傳輸效率。實(shí)際輸出信號(hào)：恢復(fù)信號(hào)：第二次經(jīng)過時(shí)隙選取， 在采樣還原成發(fā)送信號(hào)， 較 FDMA 來說，得到的信號(hào)失真情況會(huì) 好很多，而失真情況主要取決了抽樣間隔的大小。 但是 TDMA 這種十分理想的恢復(fù)效果是建 立在全網(wǎng)同步十分