PFC電路使用UC3854的計算

1、PFC電路使用UC3854的計算 UC3854 簡介 圖1為UC3854 的內部結構框圖： 圖 1. UC3854的內部原理框圖 它包含了采用平均電流型功率因子校正控制全部必需的功能的單片集成電路，主要由電壓放大器、模擬乘法器、電流放大器和定頻率脈寬調制器組成。此外還包括有與功率MOSFET兼容的柵極驅動器、7.5V電壓基準、總線預測器、加載賦能比較器、欠壓檢測和過流比較器。UC3854 因采用平均電流型方式實現(xiàn)定頻電流控制，故穩(wěn)定性高、失真小，且無需對電流作斜率補償就能夠精確維持總線輸入電流正弦化。UC3854 可在輸入線電壓75-275V，工頻50-400Hz的范圍內使用。為了減少偏置電路

2、的功耗，UC3854還具有啟動電流低的特點。該器件采用16腳DIP封裝，也有表面封裝的產(chǎn)品。管腳功能介紹 下面分別介紹器件的管腳功能：管腳1(GND)為接地腳，器件內部所有的電壓都以該電壓為基準參考。V和V應采用0.1F或更大的陶瓷電容直接旁路到該點。定時電容的放電電流也應該回到該點，故從振蕩器定時電容到“地”的引線必須盡可能的短。管腳2（PK lim）為峰值限定腳。其值為0.0V，使用時將它連接到電流傳感電阻的負端，同時再用電阻和內基準相連，將負電流傳感信號補償?shù)?“地”電位。管腳3（Vcea）是電流放大器的輸出端，是對輸入總線電流進行傳感，并且向脈寬調制器（PWM）發(fā)送電流校正信號的寬帶運

3、算放大器的輸出。當需PWM 輸出D = 0的調寬脈沖時，該腳的輸出擺幅可接近為零。管腳4（Isense）為電流傳感負端，它是電流放大器的負輸入端。由于其輸入埠對地采用了二極管保護，因此在實際應用時該埠的電位應確保高于-0.5V 管腳5（Mult out）為乘法器輸出和電流傳感正端。應該注意的是該管腳的電位也不能低于-0.5V。因為乘法器輸出的是電流，該埠的輸入阻抗很高，因此電流放大器可作為差分放大器配制來抑制接地噪聲。 管腳6（Iac）為交流電流輸入端。該端口的標準電壓是6V，所以，除了需要用電阻將管腳6經(jīng)過整流的工頻總線相連外，還應采用電阻將該埠與內基準連起來。一般后者的數(shù)值應是前者的四分之

4、一，這樣線電流的交調失真將最小。 管腳7（Vvea）為電壓放大器的輸出。該端口是作輸出電壓調整用的電壓放大器的輸出，為了防止輸出過沖，內部限定在約5.8V。當連接在該輸出端的電壓低于1V時，將會抑制乘法器的輸出。管腳8（Vff）為總線電壓有效值端。當該端口和跟輸入線電壓有效值正比的電壓相接時，則可以對線電壓的變化作出補償。為了控制良好起見，該端口的電壓應該限制在1.5V到3.5V 之間。 管腳9（Vref）是基準電壓輸出端。內部基準電壓可在該端口的輸出精確的7.5V基準電壓和10 mA電流。當器件的Vcc端（管腳15）或ENA端（管腳10）為低電平時，基準電壓將維持在0 V。為了提高電路的穩(wěn)定

5、性，一般應該用一只0.1F的電容將管腳9連接到 “地”。管腳10（ENA）為確認端。該端口是一邏輯輸入端口，當其處于高電平（大于2.5 V）時，PWM輸出、內部基準和振蕩器將被確認。該埠還能釋放軟啟動位，使軟啟埠的電位升高。確認段可作為某種故障狀態(tài)下關閉電路的一種手段，也可以作開機時提供附加延遲的方法之用。該埠如不使用，要把通過22k的限流電阻和Vcc相連。該管腳一般不被用作PWM 輸出的高速關斷。管腳11（Vsense）為電壓傳感器端。該端口是電壓放大器的負輸入端，一般和反饋網(wǎng)絡相接或通過分壓網(wǎng)絡與功率因子校正變換主回路的輸出相連。管腳12（Rset）調節(jié)振蕩電流和乘法器的輸出設定端。埠和地

6、之間可以通過接不同的電阻來調節(jié)振蕩器的充電電流和乘法器的最大輸出。乘法器的輸出電流不會超過3.75V除以所接的電阻值。管腳13（SS）為軟啟動端。當器件因某些原因或Vcc太低而無法正常工作時，該管腳維持地電位；Vcc和器件正常情況下，該埠將被內部14A的電流源充電到8V以上。如果電位低于9腳，則起電壓放大器的基準輸入的作用。隨著端口電壓的緩慢上升，PWM的占空比逐漸增大，故障情況下軟啟動電容將快速放電，促使PWM 無法輸出。 管腳14（CT）為振蕩器定時電容端。該埠和地之間接入一電容，則可以設定PWM 的振蕩頻率。一般振蕩頻率可按下式計算： 管腳15（Vcc）為正電源端。正常情況，Vcc至少應

7、為能提供20mA電流，端電壓不小于17V的正電源。同時,Vcc 通過旁路接地來吸收電源中由于MOSFET的門電容引起的尖刺電流。管腳16（GT DRV）為外接功率MOSFET柵極驅動信號輸出端。該端口是PWM 信號圖騰柱輸出端口，外接15齊納二極管的話，器件可在Vcc高達35V的狀態(tài)下正常工作。為防止外接功率MOSFET的柵極阻抗與該埠內部輸出驅動器相互作用，造成輸出信號的過沖，端口與MOSFET柵極間應該串接不小于5的電阻。元器件的選擇 現(xiàn)在對系統(tǒng)中的元器件進行選擇和計算：1技術指針： 輸出功率：250W 輸入電壓的范圍：80V270V 工作頻率范圍：4765 Hz輸出直流電壓：400Vdc

8、 2.開關頻率的選擇：在大部分的應用中，開關頻率的范圍選取在20300kHz,現(xiàn)在選擇100kHz的開關頻率3 主回路電感L的選擇： 假定電路具有理想效率，Pin = Pmax 則最大網(wǎng)側輸入電流峰值為 = 4.42 A電流紋波以電流峰值的20計，那么 有 I = 4.42 × 0.2 = 0.9 A開關導通比為： D = = = 0.71當開關的切換頻率確定以后，主回路的電感可由下式求得： L= = = 0.89 mH , 實際應用選取1.0mH的電感4. 輸出電容器的選擇 一般在工作中，按功率的大小，每瓦約需要1-2F的電容，考慮到對電路維持時間的要求，實際電容量可按下式來計算：

9、 Co = 其中Vo為最小輸出電壓，如果維持時間以 34ms計，最小輸出電壓取350V， 則， Co = = 450 F.5. 電流傳感電阻Rs的選擇電流傳感電阻兩端的電壓Vrs的典型值是1.0 V，則Rs可由下列公式計算得到：I= I+ = 4.42 + 0.45 = 5.0 A那么，有 = = 0.2 , 實取 0.25 則此時 Vrs = 5.0 × 0.25 = 1.25 V6. 峰值限流電阻Rpk1和Rpk2 的選取這兩個電阻的選取應考慮峰值電流的過載量，選取過載電流為0.6A，則過載峰值電流為5.0 + 0.6 = 5.6 A，此時，過載傳感電壓為：V = I ×

10、; Rs = 5.6 × 0.25 = 1.4 V而對于Rpk1在實際應用中一般選取 10 K阻值的電阻。則有： Rpk2 = 實際中一般取1.8。7乘法器的設置乘法器是功率因子校正電路的心臟部分，乘法器的輸出電壓通過電流環(huán)來控制輸入電流，從而得到高的功率因子。乘法器有三個輸入端，分別為6、7、8管腳。輸出的是電流Imo（第5腳），Imo可由三個輸入的值來得到： 其中，Km1，Iac為 乘法器的輸入電流，V為前饋電壓，而Vrea 則是放大器的輸出。如圖20可知，前饋電壓網(wǎng)絡由3個電阻Rff1,Rff2,Rff3和 兩個電容Cff1,Cff2 組成。當V是交流輸入電壓有效值時，Vin的

11、 平均值可由下式求得： 。 在最低交流輸入時，前饋電壓V應為1.414V；同時，Cff1兩端電壓約為7.5V，故由下面兩個式子聯(lián)立方程組有： 和 和要求分壓網(wǎng)絡的總輸入阻抗約為1的條件即可解得：Rff1=910K, Rff2=91和 Rff3=20 。 Ravc阻值的選取可按最大輸入線電壓的峰值除以乘法器的最大輸入電流來計算。最高峰值電壓 V 從芯片內 部的指針可知，乘法器的最大輸入電流I為600。則 。偏差電阻Rb1一般是 Ravc的四分之一，所以Rb1=0.25 × 620 =155 ,實際應用中選取150 的電阻。因為Imo不能大于兩倍流過Rset的電流，故先求最低交流輸入電壓

12、狀態(tài)下乘法器的輸入電流Iac,Iac = 。則有Rset=,現(xiàn)在選取阻值為10的電阻。另外，Rmo兩端的電壓必須等于最低輸入交流線電壓時Rs兩端的電壓，已知Vrs=1.25V, 那么 ,實取3.9。8.振蕩電容Ct的選取選擇的Ct可以確定開關的頻率，現(xiàn)在已知道開關的頻率為100kHz，則可以選定Ct的值： 。9.電流誤差放大器補償在每一個開關周期內，采樣電阻的電壓變化量為：,而Vs的電壓等于定時電容兩端的電壓（5.2V）那么誤差放大器的增益為： Gca。取反饋電阻Rci=Rmo，那么RczGca × Rci5.2× 3.920。考慮到電流環(huán)路的截至頻率： 選相位容限等于45

13、º，零點頻率等于截至頻率，零點補償電容.選取620pF。極點頻率至少須高于功率開關的切換頻率的一半，則極點補償電容為.選取62pF的電容。10.電壓誤差放大器的補償主電路的輸出電壓紋波可按下式計算：。式中為工頻的二次諧波頻率。為了使電壓誤差放大器輸出處的紋波電壓減小到允許到數(shù)值，應按下式選擇誤差放大器在二次諧波頻率下到增益值：按規(guī)定取交流輸入電流的三次諧波為3，如果管腳7處占1.5，且該埠的電位對UC3854來說，Vvao =5-1=4V.故所以電壓誤差放大器反饋回路中的組件Cvf可按下式計算求得：，實際上取0.047F。因為Rvi的取值是任意的，但從實際中出發(fā)，選擇Rvi511K.

14、利用Rvd=(Vo-Vref)=RiVref,可得到Rvd=,實際中取10 K。 最后，根據(jù)電壓環(huán)路單位增益頻率，二次諧波所占總諧波失真的份量，可分別求處反饋分壓電容Cff1、Cff2和Rvf 的值。其中電壓環(huán)路單位增益頻率fvi=19.1Hz。那么Rvf1/(2fviCvf)=.總諧波失真與二次諧波的比值為：Gff=1.5/66.5=0.0227。采用二極點結構，極點頻率為：fp=0.15120=18Hz.那么 容易得到：Cff1=。 實選0.01F。Cff2=。 實選0.47F。 到現(xiàn)在為止，PFC構成電路基本設計完成。對于上述的電路，在理論上和實際中都得到了廣泛的應用。并且實用價值也很高

15、，在現(xiàn)階段還是比較新的技術。但是電路的性能并非盡善盡美的，還存在一些問題，其中一個突出的問題就是動態(tài)性能差。4.3.5 動態(tài)性能的補償1 影響動態(tài)性能的主要原因.在PFC電路的調試設計中，一般在電壓反饋中采用低通濾波器濾除脈動成分，從而保證輸入電流的參考信號與輸入電壓一致。但是，濾波器的加入，降低了電壓環(huán)的截止頻率，從而使裝置不能對輸出進行快速調節(jié)，影響了動態(tài)性能。2 脈動補償?shù)脑砑皩崿F(xiàn) A.原理 原理圖如圖2所示。 圖2（a）脈動補償電路原理圖 (b)補償原理框圖B.補償器的實現(xiàn) 圖3 為補償器的實現(xiàn)原理圖。圖3。補償器實現(xiàn)原理圖從圖中可以看到出，原理圖采用微分放大器來實現(xiàn)。由于微分有提高快速性的作用，因此可以使系統(tǒng)的的響應速度得到提高。輸出濾波電容上的電壓脈動被取出來，由放大級輸出推動補償變壓器實現(xiàn)對脈動補償。同時，這個補償還可以使輸出紋波減少。電壓紋波. 采用PFC 后措施后，往往會增大開關變換器的輸出電壓紋波電平，在采用乘法器方式的PFC開關變換器，在輸出電