開關電源有源功率因數(shù)校正電路的設計1

1、第1章 緒論1.1 課題研究的目的意義隨著電子科學技術的發(fā)展和應用，電子設備的種類越來越多，其中電源應經(jīng)成為這些電子設備不可缺少的一部分。同時，他們對電源的要求也越來越高。近年來，開關電源以效率高，功率密度高，電壓調整度高，體積小，重量輕等諸多優(yōu)點而在電源領域中占據(jù)主導地位。然而，開關電源多數(shù)是通過整流器與電力網(wǎng)相接的，經(jīng)典的整流器是由二極管或晶閘管組成的非線性電路。這樣就造成開關電源的輸入阻抗呈容性，網(wǎng)側輸入電壓和輸入電流間存在較大相位差，輸入電流嚴重非正弦，并呈脈沖狀，故功率因數(shù)極低，諧波分量很高，給電力系統(tǒng)帶來嚴重的諧波污染。為此國際電工委員會為各種電子設備制定了相應的諧波標準，我國國內(nèi)

2、的有關委員會也提出了相應的諧波標準。傳統(tǒng)的整流電路因為諧波遠遠超標而面臨前所未有的挑戰(zhàn)1-3。為了保證開關電源的輸入電流諧波能夠達到諧波標準的要求，綠化電網(wǎng)環(huán)境，功率因數(shù)校正（Power Factor Correction, PFC）技術已經(jīng)成為當今電力電子學領域十分活躍和頗具研究價值的熱點。直接接入電網(wǎng)的開關電源應用已經(jīng)非常普遍，一般來說其前置級AC/DC變換部分都采用圖1-1所示的二極管橋式整流加大容量電路電容濾波電路。其中整流器電容濾波器電路是一種非線性元件和蓄能元件的組合，當輸入交流電壓的電位較低時，負載所需的電能由蓄能電容提供，交流電壓源本身并不提供電流；當輸入交流電壓的電位較高時，

3、交流電壓源直接向蓄能電容充電。因此，盡管輸入的交流電壓是正弦波，但是輸入的交流電流卻呈脈沖狀，波形嚴重畸變，如圖1-2所示。 由此可見，如果大量的應用這種整流電路，則要求電網(wǎng)提供嚴重畸變的非正弦電流。若將這些脈沖狀的輸入電流做傅里葉級數(shù)分析，可得它的展開式如下： （1-1） 式表明輸入電流中含有大量的奇次諧波如圖1-3所示，這反映了開關電源這類裝置網(wǎng)測電流有較大的畸變。兩側電流畸變越嚴重，開關電源功率因數(shù)也就越低，一般地，功率因數(shù)約為0.50.65.同時，如果大量的電流諧波分量倒流入電網(wǎng)，則一方面會使電網(wǎng)中的諧波噪聲水平提高，造成電網(wǎng)的諧波“污染”，另一方面會產(chǎn)生“二次效應”，即電流流過線路阻

4、抗形成諧波電壓降，反應過來使得電網(wǎng)電壓（原正弦波）也發(fā)生畸變。這些效應嚴重時會造成電路故障，損壞變電設備，例如使得線路或配電變壓器過熱；諧波電流引起電網(wǎng)的LC諧振，或高次諧波電流流過電網(wǎng)中的高壓電容，使之流過、過壓而爆炸；在三相電路中，中線流過三相諧波電流的疊加，使中線過流而損壞;諧波對電機除了增加附加損耗外，還會產(chǎn)生附加的諧波轉矩，造成機械振動，影響電機的正常運行;由于常規(guī)測量儀器是設計工作在正弦電壓和正弦電流下的，對非正弦電壓或電流的測量產(chǎn)生附加誤差，影響測量精度;電力線路中的諧波電流通過電場藕合、磁場藕合或共地藕合可以對通訊線路造成干擾等等。從上個世紀九十年代開始，這些問題逐漸引起了人們

5、的重視，因此發(fā)展出了各種新技術，來降低電流諧波含量，增加功率因數(shù)以保證電網(wǎng)的安全和可靠運行7。 實踐表明，在增加開關電源類裝置的功率因數(shù)，降低電流諧波含量方面，有源功率因數(shù)校正(APFC)技術是應用最為廣泛和行之有效的方法。在我國對于電流諧波的要求規(guī)范、標準還不健全，有源功率因數(shù)校正技術的研究也是方興未艾，但是它的重要性已經(jīng)得到了廣泛的認可?？傊诟鞣N用電設備中采用APFC技術來提高功率因數(shù)，提高效率，提高可靠性，減少電源的整機成本，以及提高產(chǎn)品的競爭力方面都具有十分重要的意義。 1.2有源功率因數(shù)校正技術國內(nèi)外現(xiàn)狀 近年來，隨著國內(nèi)外的電力電子器件和功率電子學的快速發(fā)展，電力系統(tǒng)的發(fā)展也取

6、得了長足的進步。如今，電力電子技術作為一項重要的電子學技術，已經(jīng)成為了推動未來科學技術發(fā)展的不可或缺的力量。但是，在電力電子學飛速發(fā)展的今天，有一個重大的障礙阻礙著電力電子學的發(fā)展，這一障礙就是用電設備所產(chǎn)生的諧波污染，為了減少諧波的產(chǎn)生降低諧波污染的危害，徹底攻克這一難題，使電力電力技術繼續(xù)快速發(fā)展，越來越多的研究人員開始研究有效的抑制諧波這一課題。這一技術不僅可以有效的減小電流諧波，而且還可以改善功率因數(shù)，降低諧波污染的危害。在現(xiàn)在的電力設備中得到了十分廣泛的應用。最開始使人們注意到電網(wǎng)中非線性感性負載會產(chǎn)生諧波，感性負載有:我們常用于照明的熒光燈、一些交流電動機、以及各種電磁開關等。正是

7、因為這些感性負載的大量使用，使得電網(wǎng)中產(chǎn)生了大量的諧波。最初，人們是將電容器并聯(lián)到這些感性負載的兩端，并通過這些電容產(chǎn)生的容性無功對電力設備產(chǎn)生的感性無功進行補償，從而實現(xiàn)了校正的目的。功率因數(shù)校正技術主要可以分為兩大類:分別是有源功率因數(shù)校正技術以及無源功率因數(shù)校正技術。為了提高AC/DC變換器輸入功率因數(shù)，早期采用電感器和電容器構成的無源網(wǎng)絡進行功率因數(shù)校正，即無源功率因數(shù)校正技術(Passive Power Factor Correction，簡稱PPFC)，常用結構是在整流器和電容之間串聯(lián)一個濾波電感，或在交流側接入諧振濾波器。該方法電路結構簡單、成本低，但由于尺寸大，重量大難以得到高

8、功率因數(shù)，輸入諧波電流的抑制效果也不是很好，而且工作性能與頻率、負載變化及輸入電壓變化有關。因此，該技術主要應用于功率小于300W、對體積和重量要求不高的場合。 由于無源功率因數(shù)校正技術的局限性，到80年代，隨著功率半導體器件的發(fā)展，開關變換技術突飛猛進，現(xiàn)代有源功率因數(shù)校正(Active Power FactorCorrection，簡稱APFC)技術誕生，它是在整流橋和負載之間接入一個DC/DC變換器，應用電流反饋技術使輸入端電流跟蹤交流輸入的正弦電壓波形，其輸入電流THD可以降到_5%以下，功率因數(shù)可提高到0.99以上，而且具有穩(wěn)定的直流輸出電壓。80年代是現(xiàn)代有源功率因數(shù)校正技術發(fā)展的

9、初級階段，此間研究工作主要集中在連續(xù)導電模式(ContinuousConduction Mode簡稱CCM)下的Boost變換器上。這類變換器的各種控制方式一般是基于所謂“乘法器”(Multiplier)的原理。連續(xù)導電模式下的功率因數(shù)校正技術可以獲得很大的功率轉換容量，但對于大量應用于200W以下的中、小功率容量的情形，卻不是非常合適的，因為這種方式往往需要比較復雜的控制方式和電路。 80年代末提出了利用工作在不連續(xù)導電模式(Discontinuous Conduction Mode簡稱DCM)下的變換器進行功率因數(shù)校正，由于該技術的輸入電流自動跟隨輸入電壓，因而可實現(xiàn)接近1的輸入功率因數(shù)，

10、同時因其控制策略簡單、功率開關實現(xiàn)零電流開通(ZCS),避免快恢復二級管的反相恢復電流而受到青睞。但由于器件的電流應力較大，導通損耗較高，電感電流峰值易受噪聲干擾等缺點，一般不能應用于較大的功率變換中。 90年代后，有源功率因數(shù)校正技術取得長足的發(fā)展。從單相功率因數(shù)校正技術發(fā)展到電壓跟隨器型功率因數(shù)校正技術以及軟開關功率因數(shù)校正技術。到1995年，實現(xiàn)了軟開關技術和通常的APFC技術結合，以提高功率因數(shù)校正電路的性能。從此，不斷有新穎的功率因數(shù)校正原理(空間矢量調制;模糊控制等);新穎的控制方法(可變導通時間控制法;等面積控制法;非線性載波控制法;線性峰值電流控制法;平均電流控制法;三相單開關

11、電路控制波形占空比進行優(yōu)化調制法;用電容積分電壓值來模擬表示電感電流值法等);新穎的拓撲結構出現(xiàn)。APFC控制芯片也由分體電路發(fā)展到集成電路，Unitrode, Motorola, Silicon, Simens,Fairchild等公司相繼推出了各種有源功率因數(shù)校正控制芯片，極大地簡化了有源功率因數(shù)校正電路的設計，APFC技術由理論研究發(fā)展到實用階段。在APFC結構方面，1992年以前多為兩級，前一級將輸入電流盡量整形接近正弦波，使其諧波盡可能小，稱之為功率因數(shù)校正級，后一級主要為負載提供一個穩(wěn)定的輸出，兩級APFC的校正效果比較理想，但存在元件多、成本高、電路效率低等問題。在199_5年以

12、后，單級APFC被提出，把功率因數(shù)校正和輸出電壓調節(jié)兩級結合在一起，能量只被處理一次，用一個控制器就能同時完成輸入功率因數(shù)校正和輸出電壓調節(jié)功能。單級APFC的輸入電流不是非常接近正弦波形，因此這種技術還需要進一步的研究和發(fā)展。而我國APFC技術研究起步較晚，目前仍取得不少發(fā)展。1994年有關學會組織了APFC技術的專題研討會。小功率帶APFC的開關電源也開始進入實用階段，個別單位開始小批量生產(chǎn)，其PF值達到0.99 THD<807o。我國國家技術監(jiān)督局也在1993年頒布了國家標準GB/T 14549-93電能質量公用電網(wǎng)諧波。近年來，APFC技術的研究熱點主要集中在以下幾個方面:(1)

13、軟開關技術的應用。為了減小變換器體積，提高開關頻率，降低開關損耗，將DC-DC變換器中的軟開關技術應用到APFC變換器中。此舉還可以減小開關管和二極管高頻開關導致的EMIo(2)新的控制方法和控制方式。針對APFC變換器提出的一些新的控制方法，如單周期控制、滑?？刂?、非線性載波控制等等?？梢院喕刂七^程，提高控制性能。(3 )APFC電路的建模與仿真研究。(4)三相APFC的拓撲和控制方式的研究。主要集中在如何簡化三相APFC變換器的主電路，各相之間的解藕控制，以及控制方式的簡化。(5)單片機和DSP控制的有源功率因數(shù)校正技術。 總之，成本低、結構簡單、容易實現(xiàn)，并且具有高輸入功率因數(shù)、高效率

14、、低EMI的APFC變換器是研究人員追求的最終目標。1.3論文研究內(nèi)容 隨著電子科學技術的飛速發(fā)展，開關電源等電力電子裝置得到了廣泛的應用。同時，這些傳統(tǒng)的開關電源因為功率因數(shù)低而對電網(wǎng)造成了污染，因此，研制具有APFC電路的高效率開關電源已經(jīng)成為當務之急。 本文在對開關電源有源功率因數(shù)校正技術有關理論研究的基礎上，明確了本文研究的對象一一平均電流控制Boost型APFC電路。然后用電流注入法對Boost型有源功率因數(shù)校正電路進行小信號建模;設計了輸出功率為_SOOW的基于UC38_54芯片的開關電源前置級有源功率因數(shù)校正電路;最后用仿真軟件MATLAB/Simulink對其進行建模，仿真和分

15、析，說明了有源功率因數(shù)校正技術在提高功率因數(shù)，減少電網(wǎng)諧波，綠化電網(wǎng)環(huán)境方面有著巨大的作用。同時，在有源功率因數(shù)校正方面還有著廣闊的空間等著我們?nèi)ダ^續(xù)研究。本文具體研究的內(nèi)容如下:(1)從理論上系統(tǒng)地分析有源功率因數(shù)校正電路的原理和特點，為后續(xù)電路的設計與仿真打好基礎。(2)分析有源功率因數(shù)校正電路的不同的拓撲結構，并對其進行比較，確立Boost變換器為本文研究的拓撲結構。(3)分析有源功率因數(shù)校正電路幾種常用的控制策略，并從中尋找適合本文研究的控制策略。(4)用電流注入法對Boost型有源功率因數(shù)校正電路的主電路和控制電路分別進行小信號建模。(5)采用芯片UC38_54，設計一個具體、實用的

16、帶APFC功能的試驗電路，并給出相關元件的參數(shù)及要求。(6)運用MATLAB/Simulink對所設計的電路進行建模、仿真和分析，驗證電路設計及其控制策略的正確性。第二章系統(tǒng)方案的設計2.1系統(tǒng)設計思路有源功率因數(shù)校正(APFC)技術是在整流橋和負載之間接入一個DC/DC變換器，采用電流反饋技術使輸入端電流跟蹤交流輸入的正弦電壓波形，其輸入電流THD可以降到5%以下，而功率因數(shù)可提高到0.99以上。其基本工作原理是通過控制電路強迫交流輸入電流波形跟蹤交流輸入電壓波形，從而實現(xiàn)交流輸入電流波形正弦化，并與交流輸入電壓波形同步，其作用相當于一個純電阻。由于采用了有源器件如MOSFET等，因而稱之為

17、有源功率因數(shù)校正。有源功率因數(shù)校正是抑制電流諧波，提高功率因數(shù)最有效的方法，其原理框圖如2-1所示。其基本思想是:交流輸入電壓經(jīng)全波整流后，對所得的全波整流電壓進行DCIDC變換，通過適當控制使輸入電流平均值自動跟隨全波整流后的電壓波形，使輸入電流正弦化，同時保持輸出電壓穩(wěn)定。APFC電路一般都有兩個反饋控制環(huán):內(nèi)環(huán)為電流環(huán)，使DC/DC變換器的輸入電流與全波整流電壓波形相同;外環(huán)為電壓環(huán)，使DC/DC變換器輸出穩(wěn)定的直流電壓。APFC的工作原理如下:主電路的輸出電壓U。和基準電壓Ure:比較后，送給電壓誤差放大器，整流電壓檢測值和電壓誤差放大器的輸出電壓信號共同加到乘法器的輸入端，乘法器的輸

18、出則作為電流反饋控制的基準信號，與輸入電流檢測值比較后，經(jīng)過電流誤差放大器，其輸出再經(jīng)過PWM比較器加到刪極驅動器，以控制開關管s的通斷，從而使輸入電流(即電感電流)1L的波形與整流電壓U的波形基本一致，使電流諧波大為減少，提高了輸入端功率因數(shù)。由于功率因數(shù)校正器同時保持輸出電壓恒定,使下一級開關電源設計更容易些。圖2-1基于變換器的電路原理圖Fig.2-2 The APFC schematic based on BOOST converter有源功率因數(shù)校正技術適應了電力電子技術的發(fā)展方向，其主電路拓撲結構常用儲能電感L和高頻開關S組合，使輸入電流線性化，圖2-2所示為幾種常用拓撲結構，其優(yōu)

19、缺點如下所示:(1)降壓式(BUCK )PFC，噪聲(紋波)大，濾波困難，開關管上電壓應力大。(2)升一降壓(BOOST一BUCK ) PFC，需用兩個電子開關，電路比較復雜，采用比較少。(3)反激式(FLYBACK ) PFC，輸入、輸出之間隔離，輸出電壓可任意選擇，屬于簡單電壓型控制器，適用于150W以下的電源或鎮(zhèn)流器。(4)升壓式(CUK ) PFC，電路要兩個電感，比較復雜，一般不采用。(5)基于ZETA的PFC，輸出電流斷續(xù)，較少采用。(6)與其它電路相比，升壓式(BOOST) PFC的主要優(yōu)點有:輸入電流連續(xù)，EMI小；輸入電感可減少對輸入濾波器的要求，并可防止電網(wǎng)對主電路高頻瞬態(tài)

20、沖擊；輸出電壓大于輸入電壓峰值，對市電電壓1 OOV(AC)的國家和地區(qū)特別適合;開關器件的電壓不超過輸出電壓值;容易驅動功率開關，其參考端點(源極)的電位為OV;可在國際標準規(guī)定的輸入電壓和頻率廣泛變化范圍內(nèi)保持正常工作。由于BOOST電路相比較其它電路，作為PFC主電路時有以上優(yōu)點，所以一般經(jīng)常采用BOOST作為主電路，本文也采用BOOST電路作為主電路拓撲，進行研究設計。圖2-2幾種常見的電路的拓撲結構Fig.2-3 Several kinds familiar topology of PFC有源功率因數(shù)校正電路按結構可分為兩級型PFC和單級型PFC。兩級PFC電路由一個功率因數(shù)調節(jié)器(

21、PFC)和DC/DC變換器串聯(lián)而成，如圖2-3所示。前者主要負責正弦化輸入電流，使電壓電流同相位，后者主要負責調整輸出電壓，通過DC/DC變化得到可以利用的電壓。這種類型拓撲的優(yōu)點有:可以在得到高輸入功率因數(shù)與低輸入電流諧波的同時，得到較好的輸出電壓特性，例如較小的輸出電壓紋波，較快的輸出電壓調整率等;可以在實現(xiàn)輸入、輸出絕緣的同時實現(xiàn)較長的掉電維持時間;電路中的能量存儲電容的電壓可控。但是電路較為復雜，由于能量要被處理和傳遞兩次，因此整機效率較低，需要兩套控制電路，成本較高。它的應用場合主要有:后級電路對PFC電路的輸出特性要求較高時，或整個產(chǎn)品對輸入電流質量要求較高的場合。一般研究中，只對

22、前一級進行研究，使電路的功率因數(shù)盡可能接近1，減少諧波對電網(wǎng)的污染，后一級只是對前一級的輸出電壓做一變化，得到人們?nèi)粘Ｉ钪兴玫碾妷?。在本文中，主要研究兩級功率因?shù)校正電路的功率因數(shù)校正級，使功率因數(shù)達到要求的同時，穩(wěn)定輸出電壓，以便后面DC/DC變化。圖2-3典型的兩級電路變換器正激變換器Fig.2-4 The typical two stage PFC circuit (BOOST converter +forward converter)同兩級PFC電路相比，單級型的PFC電路將PFC級和DC/DC級組合在一起，只有一個開關和一套控制電路，同時實現(xiàn)對輸入電流的整形和對輸出電壓的快速調

23、節(jié)。如圖2-5所示，控制電路的作用是實現(xiàn)對輸出電壓的調節(jié)，得到穩(wěn)定的直流輸出電壓，要求電路必須具有固有的PFC功能，即在不對PFC進行控制的情況下，輸入電流能夠完全或部分跟隨輸入電壓的正弦變化。眾所周知，在固定占空比時，工作在DCM模式的BOOST, BUCK-BOOST, SEPIC CUK, ZETA等變換器具有固有的PFC功能。為了簡化電路，大部分單級PFC變換器都是采用BOOST或BUCK-BOOST變換器，工作在DCM模式，實現(xiàn)輸入電流整形(Input-Current-Shaping ICS )。圖2-4典型的單級電路Fig.2-5 The typical single PFC ci

24、rcuit 大多數(shù)單級PFC拓撲可以直接從兩級PFC拓撲經(jīng)過簡單的組合得倒，在所有PFC變換器中，瞬時輸入功率在一個交流周期都是脈動的。在單級功率因數(shù)校正電路中，能量只被處理與傳遞一次，只用到一個開關管，輸入電流的正弦化與輸出電壓調整在一個電路中完成。這種類型拓撲的優(yōu)點有:電路結構比較簡單，成本低。但該電路存在一個致命的缺點，在高輸入電壓和輕載時，由于輸入能量和輸出能量瞬間不平衡而導致儲能電容Cs電壓應力過高，因此為了滿足輸出保持時間的要求，需要大容量和高耐壓的電解電容。主要應用于輸出功率較小的場合，或者后級對PFC電路的輸出特性要求不高的場合。 APFC的控制電路方式很多，為使控制部分簡單化

25、、小型化，己有IC廠家生產(chǎn)出各種不同性能和用途的專用集成電路，一般控制方式有兩類:利用乘法器控制法和電壓跟隨器方法。近年來，又出現(xiàn)了一種非線性控制方法，即單周期控制方法，是一種動態(tài)控制方法。乘法器控制法包括電流峰值控制，電流滯環(huán)控制以及平均電流控制。電壓跟隨器方法包括電流連續(xù)控制模式和電流斷續(xù)控制模式。利用乘法器控制法該方法是將輸入電流、電壓、輸出電壓等反饋信號通過模擬乘法器進行函數(shù)處理后來控制瞬態(tài)開關電流，使電流有效值與輸入電壓信號成正比，從而達到功率因數(shù)校正的目的，其基本原理見圖2-6所示。圖2-5乘法器方式電路Fig.2-6 The PFC circuit of multiplier t

26、ype (1)電流峰值控制電流峰值控制是指電感(輸入)電流的峰值包絡線跟蹤輸入電壓UDC的波形，使輸入電流與輸入電壓同相位，并接近正弦波，如圖2-6所示。該控制方法中檢測的電流是流過開關管中的電流。 (2)電流滯環(huán)控制電流滯環(huán)法控制與電流峰值法控制的差別只是前者檢測的電流是電感電流，并且控制電路中多了一個滯環(huán)邏輯控制器。邏輯控制器的特性和繼電器特性一樣，有一個電流滯環(huán)帶。所檢測的輸入電壓經(jīng)分壓后，產(chǎn)生兩個基準電流:上限與下限值。當電感電流達基準下限值lmin。時，開關管導通斷，電感電流下降。圖2-7電感電流上升，當電感電流達基準上限值lmax時，開關管關給出了用電流滯環(huán)法控制時的電感電流波形。

27、圖2-6電流峰值控制時的電感電流波形 圖2-7電流滯環(huán)控制時的電感電流波形Fig.2-6 The inductance current wave Fig.2-7 The inductance whilewhile current peak value control hysteretic current control (3)平均電流控制平均電流控制的主要特點是用電流誤差放大器(或動態(tài)補償器)代替電流峰值控制和電流滯環(huán)控制中的電流比較器。平均電流控制原來是用在開關電源中形成電流環(huán)(內(nèi)環(huán))，以調節(jié)輸出電流的，并且僅以輸出電壓誤差放大信號為基準電流?，F(xiàn)在將平均電流法應用于功率因數(shù)調節(jié)，以輸入整流電

28、壓和輸出電壓誤差放大信號的乘積為電流基準;并且電流環(huán)調節(jié)輸入電流平均值，使其與輸入整流電壓同相位，并接近正弦波形。輸入電流信號被直接檢測，與基準電流比較后，其高頻分量(開關頻率)的變化，通過電流誤差放大器，被平均化處理。放大后的平均電流誤差與鋸齒波斜坡比較后，給開關管控制信號，并決定了其應有的占空比，于是電流誤差被迅速而精確地校正。由于電流環(huán)有較高的增益，使跟蹤誤差產(chǎn)生的畸變小于1，容易實現(xiàn)接近于1的功率因數(shù)。圖2-8給出了用平均電流控制時的電感電流波形。圖2-8平均電流控制時的電感電流波形Fig.2-9 The inductance current wave while average cu

29、rrent control電壓跟隨器方法 此方法是根據(jù)某些DC/DC變換器具有電壓“跟蹤”特性，控制開關導通方式，使輸入電流平均值跟蹤輸入電壓，達到功率因數(shù)校正的目的，。原理如圖2-9所示。設輸入電流為I，峰值電流為Ipeak，平均電流為Iavg，對于電感L，有由上面分析可見，此電路輸入電流具有電壓跟隨特性，根據(jù)變換器開關工作模式，該方法又可分為電流連續(xù)控制模式和電流斷續(xù)控制模式。圖2-9電壓跟隨器方式PFC電路Fig.2-10 The PFC circuit of voltage follower type (1)電流連續(xù)控制模式電流連續(xù)控制模式的輸入電流波形如圖2-10(a)所示。它采用了

30、恒定導通時間及零電流開關技術，使輸入電流自動得到校正。(2)電流斷續(xù)控制模式電流斷續(xù)模式控制模式的輸入電流如圖2-10(b)所示。圖2-10電流連續(xù)與電流斷續(xù)波形Fig,2-11 Waves while current continuous and discontinuous 電壓跟隨器電路簡單，使用方便，但輸入電流波形隨輸入與輸出電壓之比值的增加而失真增大，而且開關峰值電流較大，故適合小功率場合，對與中大功率，利用乘法器控制方法有其優(yōu)越性，其開關峰值電流小，通態(tài)損耗小，效率高，但控制電路比較復雜。C.有源功率因數(shù)校正技術的其他控制方法(1)非線性載波控制技術非線性載波控制技術(NLC)不需要

31、采樣電壓，內(nèi)部電路作為乘法器，即載波發(fā)生器為電流控制環(huán)產(chǎn)生時變參考信號。這種控制方法工作在CCM模式，可用于FLYBACK,CUK，BOOST等拓撲中，其控制方法有脈沖前沿調制和脈沖后沿調制。(2)單周期控制技術圖2-11單周期控制電路圖Fig.2-12 The circuit of one-cycle control單周期控制技術(One-Cycle Control)是20世紀90年代初由美國加州大學的Keyue MSmedley提出的，它是一種不需要乘法器的新穎控制方法30。單周期控制是基于峰值電流控制的控制方式，其控制電路見圖2-11。輸出電壓經(jīng)采樣網(wǎng)絡采樣和基準電壓通過誤差放大器輸出誤

32、差信號，誤差信號經(jīng)過積分器實時進行積分。當積分器輸出與電流采樣信號1L Rs相等時，經(jīng)過比較器輸出高電平，并通過驅動隔離器驅動開關管MOSFET的導通，輸入電流實時跟隨輸入電壓變化，達到功率因數(shù)校正的目的。單周期控制方法的突出特點是，無論是穩(wěn)態(tài)還是暫態(tài)，它都能保持受控量(通常為斬波波形)的平均值恰好等于或正比于給定值，即能在一個開關周期內(nèi)有效的抑制電源側的擾動，既沒有穩(wěn)態(tài)誤差，也沒有暫態(tài)誤差。這種控制技術可廣泛應用于非線性系統(tǒng)的場合，不必考慮電流模式控制中的人為補償。 單周期控制技術可廣泛應用于非線性系統(tǒng)的場合，現(xiàn)已在DC-DC變換器、開關功率放大器、有源電力濾波器、靜止無功發(fā)生器以及單相、三

33、相功率因數(shù)校正等方面得到大量應用。(3)電荷泵控制技術 利用電流互感器檢測開關管的開通電流，并給檢測電容充電，當充電電壓達到控制電壓時，關閉開關管，并同時放掉檢測電容上的電壓，直到下一個時鐘脈沖到來使開關管再次開通，控制電壓與電網(wǎng)輸入電壓同相位，并按正弦規(guī)律變化。由于控制信號實際為開關電流在一個周期內(nèi)的總電荷，因此稱為電荷控制方法。隨著變換器開關頻率的進一步提高，功率開關、二極管以及吸收電路上的能量損失隨之增加，APFC電路的效率下降，為解決這一問題，人們開始研究各種軟開關技術，典型的如零電流開關型和零電壓開關型等。但這些技術也使得主電路和控制電路明顯復雜化。近年來還提出了一些新穎的PFC技術

34、，比如三電平PFC技術、磁放大PFC技術和不連續(xù)電容電壓模式PFC技術等。2.2設計方案確定目前，主要用來提高功率因數(shù)的方法有：電感無源濾波。這種方法對抑制高次諧波有效，但體積大，重量大，在產(chǎn)品設計中其應用將越 來越少；逆變器有源濾波，對各次諧波響應快，但設備造價昂貴；三相高功率 因數(shù)整流器，效率高、性能好，近年來其控制策略和拓樸結構處于不斷發(fā)展中。單相有源功率因數(shù)校正（APFC）通常采用Boost電路，CCM工作模式，因 其良好的校正效果，目前在產(chǎn)品設計中得到越來越廣泛的應用。考慮 到 功率 變 換 在 752 000 W 功 率 范 圍 的 應 用 場 合，選擇工作于連續(xù)調制模式下的平均電

35、流型升壓式 APFC 電路來實現(xiàn)較為適合。圖 1為平均電流控制的Boost功率因數(shù)校正電路原理圖。圖2-13平均電流控制的Boost功率因數(shù)校正電路原理圖Fig. 1 Average current control of the boost power factor correctioncircuit diagram電路工作時檢測到電感電流iL，則得到信號iLR1，將該信號送入電流誤差放大器CA中，電流基準值由乘法器輸出 z，乘法器有2個輸入，一個為x，是輸出電壓Vo/H與基準電壓Vref 之間的誤差信號；另一個輸入y，為電壓DC的檢測值VDC/K，VDC為輸入正弦電壓的全波整流值。平均電流法

36、的電流環(huán)調節(jié)輸入電流平均值，使其與輸入整流電壓同相位，接近正弦波形。輸入電流信號被直接檢測，與基準電流比較后其高頻分量的變化通過電流誤差放大器，被平均化處理。放大后的平均電流誤差與鋸齒波斜 坡比較后，給開關Tr驅動信號，并決定其占空比，從而迅速而精確地校正電流誤差。由于電流環(huán)具有較高的增益一帶寬，使跟蹤誤差產(chǎn)生的畸變小于 1，容易實現(xiàn)接近于 1 的功率因數(shù)。第三章主電路的設計與實現(xiàn)3.1主電路結構設計 本文功率因數(shù)校正的主要目的是: (1)通過比較不同的功率因數(shù)校正電路，說明有源功率因數(shù)校正的優(yōu)點，并通過比較得出平均電流控制方法的優(yōu)越性，應用于本設計; (2)只研究、設計兩級有源功率因數(shù)校正電

37、路的前一級電路; (3)采用平均電流控制方法，控制電感電流波形，使其跟蹤輸入電壓波形的相位，并為正弦波，從而得到高功率因數(shù); (4)在電路高功率因數(shù)和低諧波畸變的同時，使輸出直流電壓平滑，為后一級的設計奠定良好的基礎。 輸入電壓:Uin=80VAC250VAC 輸入頻率:f=50±3Hz 輸出電壓:Uo=400±lOVDC 輸出功率:Po=300W輸入電流:跟蹤輸入電壓，且為正弦波UC3854是一款高功率因數(shù)的集成控制電路，其主要特點如下(1)采用PWM升壓電路，功率因數(shù)達到0.99以上，THD<5%，適用于任何特性的開關器件;(2)采用通用的工作方式，無需開關，可進

38、行前饋線性調整;(3)采用平均電流控制模式，噪聲靈敏度低，啟動電流小;(4)采用低偏置模擬乘法器/除法器，可進行恒頻控制;(5)采用1A圖騰柱驅動，可提供高精度的基準電壓和精確的參考電壓。UC3854芯片集成電路的內(nèi)部結構如圖3-1所示，它為電源提供有源功率因數(shù)校正，還按正弦的電網(wǎng)電壓來箱制非正弦的電流變化，能最佳的利用供電電流使電網(wǎng)電流失真最小。UC3854主要包含了一個電壓放大器、一個模擬乘法器、一個電流放大器、一個恒頻脈寬調制器(PWM)。另外，UC3854還包含了一個功率兼容的柵極驅動器、7.5V參考電壓、電網(wǎng)預置器、負載變化比較器、低電源檢測器和過流比較器。圖3-1UC3854內(nèi)部結

39、構圖Fig.3-1 UC3854 inside contractor現(xiàn)對UC3854內(nèi)部的各個功能模塊介紹如下欠壓封鎖比較器(UVLC):電源電壓Vcc高于16V時，基準電壓建立，振蕩器開始振蕩，輸出級輸出PWM脈沖。當電源電壓VCC低于1V時，基準電壓中斷，振蕩器停振，輸出級被鎖死。使能比較器(EC):使能腳(10腳)輸入電壓高于2.5 V時，輸出級輸出驅動脈沖，使能腳輸入電壓低于2.25V時，輸出級關斷。以上兩比較器的輸出都接到與門輸入端，只有兩個比較器都輸出高電平時，基準電壓才能建立，器件才輸出脈沖。電壓誤差放大器(VEA):功率因數(shù)校正電路的輸出電壓經(jīng)電阻分壓后，加到該放大器的反相輸入

40、端，與7.5V基準電壓比較，其差值經(jīng)放大后加到乘法器的一個輸入端(A端)。乘法器(MUL ):乘法器輸入信號除了誤差電壓外，還有與已整流交流電壓成正比的電流IAC C B端)和前饋電壓Vas。電流誤差放大器(CEA):乘法器輸出的基準電流Imo在Rmo兩端產(chǎn)生基準電壓。電阻Rs兩端壓降與RM。兩端電壓相減后的電流取樣信號，加到電流誤差放大器的輸入端，誤差信號經(jīng)放大后，加到PWM比較器，與振蕩器的鋸齒波電壓比較，調整輸出脈沖的寬度。振蕩器(OSC):振蕩器的振蕩頻率由14腳和12腳外接電容C丁和電阻RSET決定，只有建立基準電壓后，振蕩器才開始振蕩。PWM比較器(C PWM COMP ):電流誤

41、差放大器輸出信號與振蕩器的鋸齒波電壓經(jīng)該比較器后，產(chǎn)生脈寬調制信號，該信號加到觸發(fā)器。觸發(fā)器(FLTP-FLOP ):振蕩器和PWM比較器輸出信號分別加到觸發(fā)器的R, S端，控制觸發(fā)器輸出脈沖，該脈沖經(jīng)與門電路和推拉輸出級后，驅動外接的功率MOSFET。基準電源(REF):該基準電壓受欠壓封鎖比較器和使能比較器控制，當這兩個比較器都輸出高電平時，9腳可輸出7.5V基準電壓。峰值電流限制比較器(LMT ):電流取樣信號加到該比較器的輸入端，輸出電流達到一定數(shù)值后，該比較器通過觸發(fā)器關斷輸出脈沖。軟起動電路(SS):基準電壓建立后，14,A電流源對SS腳外接電容Css充電，剛開始充電時，SS腳電壓

42、為零，接在SS腳內(nèi)的隔離二極管導通，電壓誤差放大器的基準電壓為零，UC3854無輸出脈沖。Css充足電后，隔離二極管關斷，軟起動電容與電壓誤差放大器隔離，軟起動過程結束，UC3854正常輸出脈沖，發(fā)生欠壓封鎖或使能關斷時，與門輸出信號除了關斷輸出外，還使并聯(lián)在Css兩端的內(nèi)部晶體管導通，從而使Css放電，以保證下次起動時Css從零開始充電?；赨C3854控制芯片的BOOST型有源功率因數(shù)校正電路的主電路及控制電路、外圍電路的電路圖，如圖3-2所示。圖3-2BOSST型APFC電路原理圖Fig.3-1 UC3854 inside contractor3.2分解電路圖3.33.4各電路器件選型參

43、數(shù)計算升壓電感L升壓電感在線路中起著能量的傳遞、儲存和濾波作用，并決定了輸入端的高頻紋波電流總量，且它的值與紋波電流的大小有關。電感值由輸入側的交流峰值來決定。因此按照限制電流脈動的最小原則來確定電感值m?？紤]最差的情況:輸入功率最大，輸入電壓最低。此時，輸入電流最大，紋波也最大，為了保證在這種情況下輸入電流的紋波仍然滿足要求，電感的設計應該在輸入電壓最低的點進行計算。根據(jù)前面分析可知，當開關管S導通時有:其中，T，表示開關周期，fs表示開關頻率。(1) 確定輸入電流的最大峰值:當輸入電壓最小時，輸入電流最大，令PIN=Po，有(2) 設定允許的電感電流的最大紋波IL，通常選擇在最大峰值線路電

44、流的20%左右，即允許電感電流有20%的波動，那么有(3) 確定電感電流出現(xiàn)最大峰值時的占空比，當輸入電壓達到峰值的時候，輸入電流也應該達到峰值，此時的電流紋波最大，因此，應在最小輸入電壓的峰值點處計算占空比，有 (4) 計算升壓電感值為:本設計實際取電感值為0.8mH。輸出電容C 選擇輸出電容時要考慮到的因素有:開關頻率紋波電流、二次諧波紋波電流、直流輸出電壓、輸出電壓紋波、維持時間，流過輸出電容器的總電流是開關頻率紋波電流的有效值和線路電流的二次諧波，通常選擇長壽命、低漏阻、能耐較大紋波電流、且工作范圍較寬的鋁電解電容，耐壓的選擇應留有充分的余量，以避免超負荷工作。 在選擇輸出電容時，輸出

45、電壓的維持時間常常是最重要的因素。電容的維持時間是指在輸入電源被關閉之后，輸出電壓仍然保持在規(guī)定范圍內(nèi)的時間長度。本設計就以維持時間的長短為基準，計算輸出電容值。維持時間是以下電參量的函數(shù):儲存在輸出電容器中的能量總和、負載功率、輸出電壓及能使負載工作的最小電壓。在規(guī)定范圍內(nèi)，電容的維持時間的典型值為15ms5ms，本文取維持時間t=36ms，則電容值計算為:本設計取電容值為600F。電流取樣電阻 通常有兩種方法檢測電流的方法，一種是在變換器接地線返回端串聯(lián)一個取樣電阻來檢測輸入電流;另一種是采用電流互感器。但是由于采用取樣電阻檢測輸入電流要比電流互感器成本低，它主要使用于功率和輸入電流較小的

46、場合。故本設計選用此方法來檢測輸入電流。電流取樣電阻Rs上的壓降Us作為輸入電流取樣信號，通過電流環(huán)節(jié)的調節(jié)，使輸入電流波形成正弦波。電流取樣電阻Rs上的電壓的典型值為Us=1.OV。可由以下方法求取電流取樣電阻的值。(1) 求出電感電流的最大值IPK(max)(2) 計算電流取樣電阻值Rs本文選取0.2(3) 計算峰值檢測電壓的實際值URS(PK)功率開關管及二極管 功率開關管與二極管的額定值必須確保系統(tǒng)工作的可靠性。由BOOST電路的特點可知，當功率開關管導通時，二極管反向截止，流經(jīng)開關管的電流為電感電流，二極管上的反向電壓為輸出電壓;當功率開關管關斷時，二極管導通，開關管上的電壓為輸出電

47、壓，流經(jīng)二極管的電流為電感電流。因此在選擇功率開關管和二極管時，其額定電壓必須大于輸出電壓，額定電流必須大于電感電流的最大值。電壓考慮1.2倍的安全裕量，電流考慮1.5倍的安全裕量。輸出二極管的響應必須要很快以減少切換時造成的損失，并使自身損耗下降。因此，在本設計中，二極管是一個快速高壓類型的二極管。則有根據(jù)以上計算，功率開關管選取東芝公司的K2611，其額定電壓為900V，額定電流為10A;續(xù)流二極管選取快恢復二極管BYM26E，其額定電壓為1 OOOV，恢復時間為75ns。峰值電流限流電阻Rpk1和Rpk2UC3854具有峰值電流限制的功能，當輸入電流瞬時值超過最大電流限制時，使開關管關斷

48、。這個功能由RPK;和RPM組成的分壓網(wǎng)絡和峰值限制比較器來完成。Rpk1、和Rpk2的選取，一般要考慮到峰值電流的過載量，本文設過載量為0.6A，有:峰值電流過載值為:檢測電壓過載值為:通常Rpk1選為定值，典型值為1Ok，又由于基準電壓UREF=7.5V，則可由分壓網(wǎng)絡得：本文取Rpk2=2k。前饋分壓電路前饋分壓電路是由RFFI 、 RFF2 、RFF3 、CFF1 、CFF2組成的一個二階RC低通濾波器，所以直流輸出電壓與半波形式的輸入電壓之平均值成正比。前饋電壓分壓網(wǎng)絡在最低輸入交流時應確保管腳g處的電壓不低于1.414V，電容CFFI端的電壓不低于7.5V，如果最低輸入電壓低于1.

49、414V時，在IC內(nèi)部有一個內(nèi)部電流限制，使乘法器的輸出保持定值。但是乘法器的輸出電壓如果被箱制，則輸入電流波形將會產(chǎn)生大量失真，故有：常選RFF1，為定值，一般取RFF1=910 k，可解得:RFF2=86k, RFF3=2O k為了計算濾波電容，限定前饋電路對總諧波畸變的貢獻為1.5%，全波整流電路中二次諧波(fR=100Hz)含量大約為66.2%。因此輸入諧波失真預算百分比(濾波衰減值)為:Gff=THD/66.2%=1.5%/66.2%=0.0227。由此可得濾波電容參數(shù):乘法器的設置 乘法器是控制電路的核心，通過控制輸入電流來得到一個高的功率因數(shù)。因此乘法器的輸出是電流環(huán)的基準信號，用來校正輸入電流，提高功率因數(shù)。乘法器的工作由下面方程給定，I是乘法器的輸出電流，KM=1,