基于新型諧振控制器的輔助逆變器

1、微電子概論結(jié)課論文河北科技大學(xué)微電子概論結(jié)課論文基于新型諧振控制器的輔助逆變器控制器設(shè)計(jì)方法學(xué)生姓名 李元陽 學(xué) 號(hào) 12L0551012 學(xué)生專業(yè) 機(jī)械類 班 級(jí) 1 二級(jí)學(xué)院 理工學(xué)院 指導(dǎo)教師 趙甘露 河北科技大學(xué)2013年11月11/11基于新型諧振控制器的輔助逆變器控制器設(shè)計(jì)方法李元陽(河北科技大學(xué)理工學(xué)院，石家莊，080081)摘要:提出一種基于新型諧振控制器的輔助逆變器控制器設(shè)計(jì)方法.系統(tǒng)闡述了電流環(huán)和電壓環(huán)的建模及設(shè)計(jì)方法.電流環(huán)有效抑制了數(shù)字延時(shí)的影響，提高了系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng).基于新型諧振控制器的電壓環(huán)，有效減小了基波和諧波處的逆變器內(nèi)阻，達(dá)到了抑制不平衡負(fù)載和非線性負(fù)載的目的.

2、最后搭建了基于導(dǎo)Function的虛擬DSP系統(tǒng)仿真模型，并通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了這種控制方法的優(yōu)越性.關(guān)鍵詞:輔助逆變器;諧振控制器;不平衡負(fù)載;非線性負(fù)載Auxiliary inverter controller design method basedon new resonant controller CHEN Jie, D UHuiqing, SANG Lei, DIA 0 L紅un, LI U Zhigang(Heibei University Of Science And Techoology , Shijiazhuang,050081， China)Abstract:This paper

3、 presents a design method of auxiliary inverter which based on the new resonantcontroller. The paper systematically elaborates the modeling and design method of current and voltageloop. Current loop suppresses the influence of the digital delay effectively, and improves the dynamicresponse of the sy

4、stem. Voltage loop based on the new resonant controller reduces the internal resintance of the fundamental and harmonics effectively, which achieves the purpose of suppressing unbaFanted and nonlinear load. Finally, the paper builds the virtual DSP system based on the導(dǎo) Function,and the superiority o

5、f the control method is illustrated by experiments.Key words: auxiliary inverter; resonant controller; unbalanced load; nonlinear load 伴隨著中國(guó)城市化進(jìn)程的加快，城市軌道交通也得到了迅速發(fā)展.輔助變流器作為軌道交通車輛的重要部件之一，也引起了國(guó)內(nèi)各大廠商的重視.為了提供更為舒適的乘車環(huán)境，城市軌道交通車輛內(nèi)的用電設(shè)備也變得多樣化.從以前單一的三相平衡負(fù)載發(fā)展到現(xiàn)在的不平衡負(fù)載和非線性負(fù)載.這就要求輔助逆變器的結(jié)構(gòu)和控制方法要有新的發(fā)展，以適應(yīng)負(fù)載變化的要求.

6、傳統(tǒng)的輔助逆變器只需提供三相平衡電壓，所以采用簡(jiǎn)單的三相三線制逆變器就能滿足要求，但新的城軌車輛中包含大量不平衡負(fù)載(如電熱、單相接觸器和單相插座等)，這就要求輔助逆變器提供中性點(diǎn)，以形成三相四線制.目前，三相四線制逆變器結(jié)構(gòu)大體可分為兩類:一類通過外接變壓器形成中性點(diǎn)(4/ Y。逆變器l1和中點(diǎn)形成變壓器l zl );另一類通過輸出濾波電容形成中性點(diǎn)(矩陣變換器3和分裂電容逆變器l 4l.由于外接變壓器的方法增加了逆變器的重量、體積和花費(fèi)，而矩陣變換器控制方法較為復(fù)雜，增加的橋臂，降低了系統(tǒng)可靠性.因此，本文論證的輔助逆變器采用分裂電容形式. 分裂電容逆變器的傳統(tǒng)控制算法基于坐標(biāo)變換s，在1

7、q軸下采用PI(或PID)控制器，就能達(dá)到較好的控制性能.然而這種方法卻受限于輔助逆變器復(fù)雜的負(fù)載條件，在不平衡負(fù)載下無法抑制零序分量，非線性負(fù)載下無法抑制諧波分量.因此，需要一種在各種負(fù)載條件下均能達(dá)到較好控制性能的新型控制器.如果不考慮逆變器輸出三相濾波電感之間的磁路藕合，可將分裂電容逆變器等效成3個(gè)獨(dú)立的半橋逆變器，這樣就可以引入半橋逆變器成熟的控制算法，例如PID控制l l，無差拍控制l l，重復(fù)控制A,H二控制l9和諧振控制器等.本文作者基于傳統(tǒng)諧振控制器的構(gòu)建方法，提出了基于新型諧振控制器的雙閉環(huán)控制策略，并詳細(xì)分析了控制器參數(shù)的選取方法，實(shí)現(xiàn)了復(fù)雜負(fù)載條件下輔助變流器的高品質(zhì)波形

8、控制.以實(shí)現(xiàn)更高的開環(huán)增益，提高動(dòng)態(tài)響應(yīng)。1雙閉環(huán)控制系統(tǒng) 圖1為本文采用的分裂電容逆變器拓?fù)鋱D，將三相逆變器拆分成3個(gè)獨(dú)立的半橋逆變器后，抑制不平衡負(fù)載的本質(zhì)在于減小逆變器基波內(nèi)阻，抑制非線性負(fù)載的本質(zhì)在于減小諧波阻抗。 通過圖2所示的雙閉環(huán)控制策略，可以實(shí)現(xiàn)上目標(biāo).圖2中v 9為電壓控制器，Gi9為電流控制器，- 1.5ze為延時(shí)環(huán)節(jié)，代表PWM過程.電流閉環(huán)采用電感電流反饋的比例控制器，電壓閉環(huán)采用本文提出的新型諧振控制器，并且引入電壓前饋.1. 1電流閉環(huán)設(shè)計(jì) 從圖2中提取出電流環(huán)部分.當(dāng)采用DoublesSampling模式時(shí)，PWM過程可以等效為延時(shí)1. 5個(gè)采樣周期l iol的延

9、時(shí)環(huán)節(jié).延時(shí)環(huán)節(jié)采用帕德( PA DE)近似展開，如果只關(guān)注占比重最大的一階PA DE，那么延時(shí)環(huán)節(jié)可以近似為 式中a = 1. 333 x 104.構(gòu)建電流閉環(huán)模型如下 因所以式(2)可進(jìn)一步轉(zhuǎn)化為 電流環(huán)采用比例控制器，令將式(1)和式(4)代入式(2)可得電流閉環(huán)的特征式，利用M atlab可以求出K t,變化的根軌跡圖，見圖3,其中電路參數(shù)分別為:采樣時(shí)間10- 4 s;開關(guān)頻率5kH z;濾波電感1 mH;濾波電感寄生電阻10 mq濾波電容10 1-F. ， 可以看出，當(dāng)K t,超過20. 03時(shí)，電流環(huán)將不穩(wěn)定，而當(dāng)Kt,= 5.35時(shí)，電流環(huán)的阻尼系數(shù)尾等于0. 707，此時(shí)電流

10、閉環(huán)有最佳動(dòng)態(tài)性能，因此電流閉環(huán)比例系數(shù)選擇5. 35. 圖4給出了比例系數(shù)為5. 35時(shí)的不同階次PA DE近似電流閉環(huán)Bode圖對(duì)比，圖4( a)為一階PA DE近似，即文中采用的方法，圖4 ( b)為高階PA DE近似，用來模擬真實(shí)的延時(shí)環(huán)節(jié).從圖4( b)中可以看到，電流環(huán)帶寬較高，達(dá)到1 kHz以上，有非常好的動(dòng)態(tài)響應(yīng)。. 1. 2電壓閉環(huán)設(shè)計(jì) 根據(jù)圖2得到逆變器的完整模型為 式fs)一式(7)表明逆變器本質(zhì)為一個(gè)電壓源，G(s為控制函數(shù)，Z(s)為寄生內(nèi)阻，而這兩個(gè)函數(shù)均和電壓、電流控制器參數(shù)相關(guān).利用諧振控制器在諧振頻率處無窮大增益的特點(diǎn)，包含諧振控制器的電壓環(huán)，能有效減少基波頻

11、率和諧波頻率處的逆變器內(nèi)阻，達(dá)到抑制不平衡負(fù)載和非線性負(fù)載影響的目的. 采用各次諧振控制器代入圖2中的v(s，可得本文所采用的控制系統(tǒng)，見圖5.圖中vhl(s,召vR5 (習(xí)和GvR9(9)分別代表基波、5次和7次諧振控制器.采用基波諧振控制器可實(shí)現(xiàn)電壓跟隨，并抑制不平衡負(fù)載的影響，而諧波次諧振控制器則能消除對(duì)應(yīng)次諧波，達(dá)到抑制非線性負(fù)載影響的目的 本文采用的新型諧振控制器相比傳統(tǒng)諧振控制器有更為清晰簡(jiǎn)潔的物理意義和推導(dǎo)方法，具有比傳統(tǒng)諧振控制器更小的相角滯后，更高的系統(tǒng)增益和更強(qiáng)的直流偏置抑制能力，并且參數(shù)配置更為方便.其計(jì)算公式如下. 因?yàn)榛ㄖC振控制器決定了系統(tǒng)的帶寬和穩(wěn)定性，因此首先設(shè)

12、計(jì)基波諧振控制器.叭的作用在于為諧振頻率處的增益提供一定的阻尼效應(yīng)，在基波頻率處叭可以取o.將式8 g代入式5 即可畫出式(5)隨Kt,l(下標(biāo)1代表基波)變化的根軌跡圖，通過觀察根軌跡圖變化的規(guī)律，可以得到穩(wěn)定范圍內(nèi)最大的K 1,r1以及最佳的K t, l隨K ;z.1的變化曲線，如圖6所示.從圖中可以發(fā)現(xiàn)，隨著K irl的增大，最大允許的K t, l基本穩(wěn)定，也就是說系統(tǒng)穩(wěn)定性受K irl的影響不大.但是最佳的K t, l卻隨著K irl的增加而增加，一旦增大至最大K t, l，此時(shí)的K ;z.1取值即為K irl的最大范圍. 為了使電壓環(huán)既有較好的動(dòng)態(tài)性能又有較高的穩(wěn)定性，本文選取K ;

13、,.1= 90，對(duì)應(yīng)的K1.1= 0.058.圖7即為K ;,.1= 90, ,= 0時(shí)的部分根軌跡圖，很顯然，當(dāng)Kl.l= 0.058時(shí)，電壓環(huán)有最佳動(dòng)態(tài)性能而對(duì)5次、7次等諧波次諧振控制器，應(yīng)根據(jù)非線性負(fù)載的實(shí)際情況有針對(duì)性的調(diào)整參數(shù).圖8給出了式( 6)和式(7)中的Bod。圖，圖8( a)即為式(6)中( 9)的BOde，從圖上可以看出，經(jīng)過設(shè)計(jì)之后的諧振控制器參數(shù)能提供非常寬的帶寬，且不影響穩(wěn)定性.圖8( b)為式(中Z(習(xí)的Bode圖，從圖中可以看出在基波和諧波頻率處，寄生內(nèi)阻迅速減小，有效抑制了不平衡和非線性負(fù)載的影響.2仿真及實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析為了能準(zhǔn)確仿真實(shí)際的模擬系統(tǒng)與數(shù)字系統(tǒng)之

14、間的關(guān)系，本文構(gòu)建了基于導(dǎo)Function的虛擬DSP系統(tǒng)仿真模型，如圖9所示.所謂虛擬DSP系統(tǒng)是指在導(dǎo)Function中構(gòu)建出一個(gè)準(zhǔn)確反映DSP運(yùn)行時(shí)序的仿真系統(tǒng)，其中包含中斷、采樣，離散控制和PWM發(fā)生等環(huán)節(jié)，這樣就引入了離散藕合和數(shù)字延時(shí)，達(dá)到準(zhǔn)確仿真的目的。 采用虛擬DSP仿真系統(tǒng)，進(jìn)行了逆變器復(fù)雜負(fù)載的仿真.圖10即為同時(shí)帶不平衡負(fù)載和非線性負(fù)載時(shí)的仿真波形，仿真中引入了基波、5次、7次和11次諧振控制器.從仿真波形可以看出，采用本文提出的控制方法之后，不平衡負(fù)載時(shí)不平衡電壓被明顯抑制，而非線性負(fù)載的影響也被減到最小，從圖10( b)的FFT分析圖中可以看出，總的THD降到3. 8

15、1% , 5次、7次和11次諧波分別被抑制到0. 21% ,0. 42%和1. 70%，效果非常明顯。.本文還通過相關(guān)實(shí)驗(yàn)說明這種控制方法的優(yōu)越.圖11即為采用圖5所示控制方法時(shí)，帶不平衡負(fù)載的波形圖，其中兩相帶負(fù)載，另一相空載.從實(shí)驗(yàn)波形(通過基于以太網(wǎng)的虛擬示波器得到)可以看出，不平衡負(fù)載對(duì)輸出電壓幾乎沒有影響，不平衡電壓被有效抑制. 圖12為未加入諧波次諧振控制器時(shí)帶非線性負(fù)載的實(shí)驗(yàn)波形(只有基波次諧振控制器)，與之形成鮮明對(duì)比的是圖13，圖13中加入了5次、7次諧振控制器.圖12,13中(。)A相實(shí)測(cè)電壓波形，圖12,13中(b)為A相電壓波形的FFT分析結(jié)果，圖12,13中(c為虛擬

16、示波器采集得到的波形.從兩圖的對(duì)比可看出，5次、7次諧波被有效抑制，總THD也由5. 2%減小到3. 8%，達(dá)到了非常好的效果.3結(jié)論列車輔助逆變器負(fù)載特性極為復(fù)雜，極大影響了輔助逆變器的輸出電壓波形質(zhì)量.本文提出一種基于新型諧振控制器的控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)方法，這種方法充分考慮數(shù)字延時(shí)的影響，也考慮到了不平衡負(fù)載和非線性負(fù)載對(duì)逆變器輸出波形的影響，利用新型諧振控制器有效減少了逆變器基波和諧波次阻抗，實(shí)現(xiàn)了復(fù)雜負(fù)載下的高品質(zhì)波形輸出.參考文獻(xiàn)(References): 1l權(quán)建洲，尹周平，熊有倫等.大功率組合式三相逆變器 Quan Jianzhou, Yin Zhouping, Xiong Youlu

17、n, et al. Synr metrical output control for three-phase high power c;onr bined inverter【J.Transactions of China Electrotechnical Society, 2008,23(08):80- 85.(in Chinese) 2童永勝，嚴(yán)仰光.中點(diǎn)形成變壓器的分析J.南京航空 航天大學(xué)學(xué)報(bào)，1993, 25( 03) : 341- 350. Tong Yongsheng, Yan Yangguang. Analysis of neutral point forming transfo

18、rmer J.Journal of Nanjing Universes ty of Aeronautics&Astronaulics, 1993, 25 ( 03):341- 350.(in Chinese)【3 Ryan M J, De D R, Lorenz D R. Dec;oupled control of a four-leg inverter via a new 4x4 transformation matrix J. IEEE Transactions on Power Elec;tronic;s, 2001, 16(5): 694- 701.【4 Lihua L, Smedle

19、y K M .A new analog controller for three phase four-wire voltage generation inverters【J.IEEE Transactions on Power Elec;tronic;s, 2009, 24(7):1711- 1721. 5鄧文浪，楊欣榮，朱建林.不平衡負(fù)載情況下基于雙序 dq坐標(biāo)系雙級(jí)矩陣變換器的閉環(huán)控制研究 J.中國(guó)電 機(jī)工程學(xué)報(bào)，2006, 26( 19) : 70- 75. DENG Wenlang, YANG Xinrong, ZHU Jianlin. Study of closed loop co

20、ntrol based on double synchronous rotating frame for twcstage matrix converter under unbalanced load J.Proceedings of the CSEE, 2006, 26( 19):70一75. (in Chinese)【6 Ryan M J, Brumsickle W E. Lorenz R D. Control topokr gy options for single phase U PS inverters J.IEEE Tran: actions on Industry Applications, 1997, 33( 2):493一501.【7 Mattavelli P. An improved deadbeat control for UPS using disturbance observers J.IEEE Transactions on Industrial Electronics