三相三線制并聯(lián)型有源電力濾波器的設計與研究

三相三線制并聯(lián)型有源電力濾波器的設計與研究摘要隨著現(xiàn)代工業(yè)技術的發(fā)展，電力系統(tǒng)中非線性負荷大量增加。各種非線性和時性電子裝置大規(guī)模地應用，造成電能質量惡化。電力有源濾波器以其優(yōu)越的補償性能，已成為電力電子技術領域的研究熱點之一。而其中并聯(lián)型有源電力濾波器過去和將來都將占據(jù)重要地位。本文重點研究三相三線制并聯(lián)電壓型有源電力濾波器。有源電力濾波器的兩大關鍵技術是諧波與無功電流的檢測和補償電流控制。實時、準確地檢測出電網(wǎng)中瞬態(tài)變化的諧波與無功電流是有源電力濾波器進行精確補償?shù)那疤帷Ｄ壳坝卸喾N諧波與無功電流檢測方法，其中，基于瞬時無功功率理論的檢測法是三相系統(tǒng)中應用最為廣泛的一種方法，包括適用于對稱無畸變電網(wǎng)的p-q法及適用于不對稱有畸變電網(wǎng)的ip-iq法和d-q法。補償電流的控制方法是實現(xiàn)有源電力濾波器功能的核心環(huán)節(jié)，它負責控制有源電力濾波器產生預期的補償電流。本文詳細分析了并聯(lián)型有源電力濾波器的控制策略，包括補償電流跟蹤控制和直流側電壓控制。通過分析和比較滯環(huán)控制、三角波控制和基于空間矢量的電壓控制方法，最后確定補償電流跟蹤控制選用三角波比較控制法和滯環(huán)控制方法。最后,為了驗證所提出的檢測方法和控制方法的正確性，本論文用MATLAB6.5/SIMULNIK下的電力系統(tǒng)模塊SimpowersystemsBlockset對整個三相三線制并聯(lián)電壓型有源電力濾波器系統(tǒng)進行了仿真研究。仿真結果表明本文所設計的濾波器可以很好的濾除諧波，完成抑制諧波的作用。關鍵詞:有源電力濾波器;諧波與無功電流檢測:補償電流控制;三角波比較和滯環(huán)控制；仿真ThedesignandresearchofThree-phaseandthree-wireSystemShuntActivePowerFilterAbstractWiththedevelopmentofmodernindustrialtechnology，alargenumberofnonlinearloadsinpowersystemstoincrease.Variousnonlinearandtime-scaleapplicationofelectronicdevices,causedpowerqualitydeterioration.Activepowerfilterwithitssuperiorcompensationperformance.hasbecomeoneofhotResearchfocusonpowerelectronicstechnologyarea.Thethesismainlyconsidersthree-Phasesandthree-wiresystemshuntactive.powerfilter.Thetwokeytechnologiesareharmonicandreactivecurrentsdetection,andcompensationcurrentscontrol.Exactandreal-timedetectionoftheinstantaneousvariableharmonicandreactivecurrentinpowersystemisthepremiseforcompensationofactivepowerfilter.Atpresent，therearemanydetectionmethodsconcerningharmonicandreactivecurrent，inwhich，themethodbasedoninstantaneousreactivepowertheoryisusedwidelyinthree-phasesystemthanothers，anditconsistsofp-qdetectionmethodappliedtosymmetrypowersystemwithoutdistortion，ip-iqdetectionmethodandd-qdetectionmethodappliedtoasymmetrydistortionpowerSystem.Controlmethodforcompensationcurrentisthekeytachetoaccomplishthevariousfunctionsofactivepowerfiltertoestablishtheanticipativecomparedcurrent.Thispaperanalyzestheparallelactivepowerfiltercontrolstrategy,IncludingthecompensationcurrenttrackingcontrolandDCvoltagecontrol.Throughanalysisandcomparisonofhysteresiscontrol,triangularwavecontrolandspacevector-basedvoltagecontrol.Finalizethecompensationcurrenttrackingcontrolmethodusedandthetriangularwavecomparisoncontrolmethodofhysteresiscontrol.Finally,toverifytheproposeddetectionmethodandcontrolmethodiscorrect.Underthisthesis,thepowersystemwithMATLAB6.5/SIMULNIKSimpowersystemsBlocksetblocksonthewholethree-phasethree-wireshuntactivepowerfiltersystemvoltageconductedasimulationstudy.Simulationresultsshowthatthedesignedfiltercanfilteroutharmonicwell,thecompletionoftheroleofharmonicsuppression.Keyword:ActivePowerFilter;Harmonicandreactivecurrentdetection;Compensationcurrentcontrol;Triangularwavecomparisonandhysteresiscontrol;Simulation第一章電網(wǎng)諧波的實際問題電力系統(tǒng)中三相橋式整流器的使用極為廣泛,由此引起的諧波電流也成了人們日益關注的問題。安置濾波器是減小諧波電流的有效措施,然而多數(shù)濾波器的設計要求對整流器所產生的諧波電流進行計算。三相不可控整流器的電路圖如下圖所示：圖1.1三相不可控整流電路上述電路中取相關參數(shù)如下表所示：表1.1三相不可控整流電路的相關器件參數(shù)值數(shù)據(jù)形式,基波電流與電抗分別定義為:Id1=P0/EmZ1=E/p0式中P0為整流器額定輸出功率。2m（1.1）直流側n次諧波電流以其有效值與平均電流Id0的比值表示;交流側ν次諧波電流以其幅值與基波電流幅值的比值表示。交流側電流波形畸變率計算到v=251THD%=Ia12I∑av?100%（1.2）23=5,7其中直流側電流計算公式為：id=Id0+dnn=6,12,∑Icons(θ-δn)（1.3）式中Id0—直流分量Idn,δn—n次諧波電流的幅值及相角Id0=Ed0-Ec（1.4）Rdπ+ξ+μ+ξ?π?623??=??(-1.5eb)dθ+?(ea-eb)?（1.5）πππ?+ξ?+ξ+μ6?6?Ed0—整流輸出電壓的直流分量：Ed0交流側諧波電流的計算公式可由直流側導出，。由于三相電流對稱,所以只需計算a相電流。ia=v=1,5,7,sθ+B∑[AcovvVsinvθ]=avv=1,5,7∑Icosvθ(+φv)（1.6）5π5π+ξ+μ+ξ+ξ+μ?π?6662??AV=??i1cosvθ.dθ+?idcosvθ.dθ+?i2cosvθ.dθ?πππ5π?+ξ?+ξ+μ+ξ66?6?式中：（1.7）π5π5π+ξ+ξ+μ?6+ξ+μ?662??BV=??i1sinvθ.dθ+?idsinvθ.dθ+?i2sinvθ.dθ?πππ5π?+ξ?+ξ+μ+ξ66?6?公式1.7中：ia=i1=Id1-im(θ)+ia=id=Id01?π?π+ξ≤θ≤π+ξ+μ.?θ-(+ξ)?.∑Idncos(nθ-δn)μ?6?n=6,12,π+ξ+μ≤θ≤5π+ξ+∑Idn.cos(nθ-δn)n=6,12,5π+ξ≤θ≤5π+ξ+μia=i2=Id05π??θ-(+ξ)??6-Id1+in(θ)+.?1-?.∑Idncos(nθ-δn)μ??n=6,12,????id1=Em?kk?+?cosξ-5cos5(ξ+a5)-7cos7(ξ+a7)+?.2XS57??Em2XSk5ππk7π??cos(θ-)+cos[5(θ+a)+]-cos[7(θ+a)-]+??.5765676??in(θ)=im(θ-2π)（1.8）im(θ)=式中ξ為換流起始角偏移量，μ換流重疊角，可由下式計算得到：sinξ+v=5,7,∑(-1)lkvsinv(ξ+av)=0(-1)lkv2XSId0.[cosv(ξ+av)-cosv(ξ+av+μ)]=vEmcosξ-cos(ξ+μ)+v=6l±1v=5,7,∑(l=1,2,3,)（1.9）ν次諧波電流幅值及相角分別為：Iav=22AV+BVφV=arctan(BVAV)如下表所示：(1.8)結合上述相關公式和表中相關數(shù)據(jù)可得整流電路的整流諧波電流的計算值，表1.2整流諧波電流的計算值針對上述整流器產生的諧波電流，本文設計了下文所介紹的三相三線制有源電力濾波器用于補償該整流器產生的諧波電流，提高公用電網(wǎng)的電能質量。第二章緒論2.1有源電力濾波的產生、發(fā)展及現(xiàn)狀隨著現(xiàn)代工業(yè)技術的發(fā)展，電力系統(tǒng)中非線性負荷大量增加。各種非線性和時性電子裝置如逆變器、整流器及各種開關電源等大規(guī)模地應用，其負面效應也日益明顯。電力電子裝置的開關動作向電網(wǎng)中注入了大量的諧波和次諧波分量，導致了交流電網(wǎng)中電壓和電流波形的嚴重失真，從而替代了傳統(tǒng)的變壓器等鐵磁材料的非線性引起的諧波，成為主要的諧波源。電能質量的下降嚴重影響著供、用電設備的安全經(jīng)濟運行，降低了人們的生活質量。世界各國已經(jīng)十分重視電能的質量的管理。諧波治理是電能問題的核心內容之一，也是現(xiàn)代電力發(fā)展的迫切要求。諧波抑制是提高電能質量，保證供用電設備安全可靠運行的重要手段之一。減小諧波影響的技術措施可以從兩方面入手：一是從諧波源出發(fā)，減少諧波的產生；二是安裝濾波裝置。同時濾波器又主要包含無源濾波器和有源濾波器兩大類。無源濾波器僅可對特定諧波進行有效地衰減，而出于經(jīng)濟和占地面積方面的考慮，濾波器的個數(shù)均是有限的，所以對于諧波含量豐富的場合，無源濾波器濾波效果往往不夠理想。為了達到更好的濾去電網(wǎng)諧波的目的，我們在電網(wǎng)中引入了有源電力濾波器。有源電力濾波器的思想最早出現(xiàn)于1969年B.M.Bird和J.F.Marsh的論文中。文中描述了通過向交流電源注入三次諧波電流以減少電源中的諧波，改善電源電流波形的新方法。文中所述的方法被認為是有源電力濾波器思想的誕生。1971年，日本H.Sasaki和T.Machida完整描述了有源電力濾波器的基本原理。1976年美國西屋電氣公司的L.Gyugyi和E.C.Strycula提供了采用脈沖寬度調制控制的有源電力濾波器，確定了主電路的基本拓撲結構和控制方式，從原理上闡明了有源電力濾波器是一種理想的諧波電流發(fā)生器，并討論了實現(xiàn)方法和相應的控制原理。然而，在20世紀70年代由于缺少大功率可關斷器件，有源電力濾波器除了少數(shù)的實驗研究外，幾乎沒有任何進展。進入20世紀80年代以來，新型電力半導體器件的出現(xiàn)，PWM技術的發(fā)展，尤其是1983年日本的H.Akagi等人提出了“三相電路瞬時無功功率理論”，以該理論為基礎的諧波和無功電流檢測方法在三相APF中得到了成功的應用，極大的促進了APF的發(fā)展。1982年第一臺APF在日本投入運行，1986年H.Akagi提出并聯(lián)有源濾波器消除諧波，APF在這種裝置中相當于一個諧波電流發(fā)生器，它跟蹤負載電流的諧波分量，產生與之相反的諧波電流，從而抵消了線路中的諧波電流，1987年，Nnkeda等人提出用并聯(lián)有源電力濾波器和并聯(lián)無源濾波器方案，在這種電路中有源濾波器仍起諧波補償?shù)淖饔茫瑹o源濾波器分擔大部分諧波，因此有源電力濾波器容量很小，但這種有源濾波系統(tǒng)在使用時，電源與有源電力濾波器及無源濾波器之間存在諧波通道;1988年，F(xiàn)．Z．Peng等人提出將串聯(lián)有源電力濾波器加并聯(lián)無源濾波器的結構，在這種方案中，有源電力濾波器對諧波呈現(xiàn)高阻抗，而對基波電流呈現(xiàn)低阻抗，因此電力濾波器相當于一個電源和負載之間的諧波隔離裝置，電網(wǎng)的諧波電壓不會加在負載和無源濾波器上，而負載的諧波電流也不會流入電網(wǎng);1900年，日本的H.Futjita等人提出將有源電力濾波器與無源濾波器相串聯(lián)的綜合有源濾波方案，無源濾波器對負載的諧波電流進行濾波，并提供一定的基波無功補償，而有源濾波器則起改善無源濾波特性的作用，這樣，以極小容量的有源濾波器就可以彌補無源濾波器的一些固有缺陷;1994年，H.Akagi等人提出了一種綜合了串聯(lián)有源電力濾波器和并聯(lián)有源電力濾波器的綜合有源濾波系統(tǒng)，串聯(lián)有源電力濾波器將電源和負載及無源濾波器隔離，使負載諧波電流流入無源濾波器，同時阻止電源諧波電壓流入負載端，并聯(lián)有源電力濾波器提供一個零阻抗的諧波支路，使得負載中的諧波電流不會在無源濾波器上產生諧波電壓[4]?，F(xiàn)在APF技術得到了長足的發(fā)展，越來越多的APF投入了運行，不論從實現(xiàn)功能還是運行功率上都有明顯改善，其中在日本，已經(jīng)投入使用的APF從50KVA到60MVA，功率范圍越來越寬，從諧波補償?shù)揭种崎W變和電壓調節(jié)應用功能越來越豐富。目前，有源濾波器已經(jīng)用在提高電能質量，解決三相電力系統(tǒng)中終端電壓調節(jié)，電壓波動抑制，電壓平衡改善以及諧波和無功補償?shù)葐栴}。盡管我國近年來也有較大容量的有源電力濾波器研制成功，比方說清華大學研制的10MVA的APF，但由于我國工業(yè)基礎較薄弱，電力電子工業(yè)和世界先進水平相比差距還較大，總體而言，有源電力濾波器的研究還處于理論探討和實驗小規(guī)模研究過程中。2.2有源電力濾波器的發(fā)展趨勢從近年來的國內外研究和應用中可以看出有源電力濾波器(APF)具有如下的發(fā)展趨勢：(1)通過采用PWM調制和提高開關器件等效開關頻率的多重化技術，實現(xiàn)對高次諧波的有效補償。(2)當前APF的成本相對較高，從經(jīng)濟上考慮，可以采用APF與LC無源濾波器并聯(lián)使用的混合型有源濾波系統(tǒng)，以減小APF的容量，達到降低成本、提高效率的目的。同時，隨著大量換流器用于變頻調速系統(tǒng)運用了大量換流器，以及半導體器件制造水平的迅速發(fā)展，尤其是IGBT的廣泛應用，其價格必然下降，混合型APF低成本的優(yōu)勢將逐漸消失，而串—并聯(lián)APF由于其功能強大、性價比高，將是一種很有發(fā)展前途的有源濾波裝置。(3)在裝置技術上主要需要解決如下問題:降低裝置的價格、降低裝置的價格、簡化控制系統(tǒng)、多功能化、降低損耗和提高系統(tǒng)的可靠性，包括過壓、過流等保護技術，故障診斷技術及電磁兼容技術的研究和開發(fā)。2.3本章小結本章介紹了有源電力濾波器的產生、發(fā)展及現(xiàn)狀以及發(fā)展趨勢。第三章有源電力濾波器的基本原理及拓撲結構3.1有源電力濾波器的基本原理有源電力濾波器根據(jù)其與電網(wǎng)連接的方式不同，分為并聯(lián)型和串聯(lián)型兩種，并聯(lián)型濾波器在實際中應用較廣。由于本文采用的是并聯(lián)型有源濾波器，下面就以并聯(lián)型有源濾波器為例，介紹其工作原理。圖3.1為最基本的并聯(lián)型有源電力濾波器系統(tǒng)結構圖。從結構上來看，有源電力濾波器主要由兩大部分組成，即指令電流運算電路和補償電流發(fā)生電路(由電流跟蹤控制電路、驅動電路和主電路三個部分組成)。其中指令電流運算電路的作用是檢測出被補償對象中的諧波和無功電流分量。補償電流發(fā)生電路的作用是根據(jù)指令電流發(fā)出補償電流的指令信號，控制逆變主電路產生補償電流，并注入到電網(wǎng)中，以達到消除諧波和無功電流的目的。如圖3.1所示并聯(lián)型有源濾波器的基本工作原理是:通過電壓和電流傳感器檢測補償對象(非線性負載)的電壓和電流信號，然后經(jīng)指令電流運算單元計算出補償電流的指令信號，再經(jīng)PWM控制信號單元將其轉換為PWM指令，控制逆變器輸出與負載中所產生的諧波或無功電流大小相等、相位相反的補償電流，最終得到期望的電源電流。其中如圖3.1所示，電源電流is由負載電流il和有源濾波器的輸出電流ic共同組成。負載電流i1又可分解為基波分量i1f和諧波分量i1h之和。而基波分量又可分為基波有功分量i1fp和基波無功分量i1fq之和。這樣負載電流可表示為基波有功分量i1fp、基波無功分量i1fq和諧波分量i1h之和。如果控制有源濾波器的輸出電流ic和諧波分量i1h相等，那么電源電流中就只剩下基波電流了，這樣就達到了抑制諧波的目的。上述原理可以用一組公式來表示：is=i1+ici1=i1f+i1hi1f=i1fp+i1fqi1=i1fp+i1fq+i1hic=-i1his=i1+ic=i1f:（3.1）簡言之，并聯(lián)型有源濾波器相當于并聯(lián)在電網(wǎng)上的受控電流源，它實時檢測負載電流中的諧波電流，并產生與之大小相等而方向相反的補償電流，使流入電網(wǎng)的諧波電流基本為零。如果要求有源濾波器在補償諧波的同時，補償無功功率，則只需要在補償諧波電流的指令信號中增加與負載電流基波無功分量反極性分量即可，使得補償電流與負載電流中的諧波及無功分量相互抵消，電源電流等于負載電流的基波有功分量。公式表達如下:ic=-(i1h+i1fq）is=i1+ic=i1fp（3.2）從不同的角度出發(fā)，APF有不同的分類方法，根據(jù)用戶使用的電源類型是直流電源還是交流電源，APF可分為直流APF和交流APF;根據(jù)接入系統(tǒng)的相數(shù)不同，APF分為單相APF和三相APF;根據(jù)主電路的形式不同，APF分為單個主電路型和多重疊加主電路型;根據(jù)直流側儲能元件的不同，APF又分為電壓型和電流型;根據(jù)APF和電網(wǎng)連接方式的不同，APF分為并聯(lián)型、串聯(lián)型、串—并聯(lián)型，這是目前對APF分類的主要方法，其中串聯(lián)型和并聯(lián)型又可以繼續(xù)細分為不同的類型，如圖3.2所示:圖3.2APF的分類3.3有源電力濾波器的基本結構無論有源電力濾波器如何分類，它都由幾個共同的部分構成即諧波檢測環(huán)節(jié)、控制系統(tǒng)、主電路幾個主要的部分構成。諧波檢測是有源電力濾波器非常關鍵的一環(huán)，對于諧波的快速檢測方法我們將在下一章進行具體討論，這里主要介紹檢測環(huán)節(jié)的構成及設計中的關鍵問題。圖3.3是諧波檢測環(huán)節(jié)的原理框圖。圖3.3APF諧波檢測結構框圖①電壓與電流互感器用于APF的電壓互感器PT與電流互感器CT，與一般用于電力系統(tǒng)繼電保護與測量的PT與CT有一定的區(qū)別，即該PT與CT要求精度較高，要求精度0.2級以上，線性度好。其次要求PT與CT具有快的響應特性，一般要求信號延時在10μs以下。最后要求PT、CT能測量直流信號。對于接在系統(tǒng)側的PT和CT，可以不需要測量直流信號，但對于接在APF裝置上的PT和CT，一定要能測量出直流電壓和電流分量，否則在控制過程中裝置的性能可能難以達到要求。滿足上述要求的PT和CT，一般是基于霍爾效應的電壓電流測量模塊。接在電網(wǎng)側用于檢測系統(tǒng)諧波電壓或諧波電流的PT和CT，安裝位置也要根據(jù)實際情況選擇，如圖3.4所示諧波檢測應該互感器安裝在電網(wǎng)的諧波源側，以避免因APF補償而影響諧波的變化。②預處理環(huán)節(jié)一般的預處理環(huán)節(jié)，是將電壓或電流互感器輸出的電流信號轉化為電壓信號，并進行適當?shù)臑V波與放大?；ジ衅鬏敵龅男盘柦?jīng)過轉化環(huán)節(jié)變成電壓信號，而由于實際中總存在一定的高頻噪聲，因此一般都要對信號進行一定的濾波及進行放大或縮小。由于APF對諧波信號的延遲非常敏感，因此預處理環(huán)節(jié)的延時必須很小，否則將影響諧波補償?shù)男Ч?。為此要求預處理環(huán)節(jié)的延時為微秒級，如小于10μs。因為現(xiàn)在APF的器件開關頻率很高，如有的達20kHz，則開關周期為50μs，因此一旦預處理環(huán)節(jié)延時超過10μs，會影響整個APF的諧波跟蹤及補償效果。③采樣保持與A/D轉換APF對諧波信號的時間同時性要求比較高，因此一般情況下應該對所需要的信號進行同步采樣，所以需要加采樣保持電路，即在同一時刻對輸入的信號進行采樣。將采樣的信號保持起來，然后可以分別進行A/D轉換，將模擬量轉換為數(shù)字量。由于APF對信號頻率范圍及精度的檢測有較高的要求，因此應該根據(jù)濾波器對諧波補償?shù)囊蟠_定采樣保持的頻率及A/D轉換的速度。按照采樣定理，信號的采樣頻率必須為信號頻率的2倍以上才能復原該信號，實際中為了獲得較好的效果，一般要求采樣頻率為信號頻率的4倍以上才能較好的得到該信號。例如如果電力系統(tǒng)要求補償諧波的最高頻率為21次諧波，則信號的采樣頻率最好在4x21x50·4200HZ(以上)。同時A/D轉換的精度應該滿足要求，通常在12位以上。3.3.2控制系統(tǒng)有源電力濾波器的控制系統(tǒng)及選用的控制算法是其濾波效果好壞的關鍵。APF的控制系統(tǒng)主要由模擬控制系統(tǒng)、數(shù)字控制系統(tǒng)以及數(shù)字模擬混合控制系統(tǒng)三類。近年來隨著微電子技術的快速發(fā)展，各種數(shù)字芯片的性能大大提高，因此有源電力濾波器的控制系統(tǒng)逐步由模擬控制系統(tǒng)轉化為模擬數(shù)字混合控制及數(shù)字控制系統(tǒng)。APF控制系統(tǒng)一般由控制算法和觸發(fā)脈沖產生兩個部分組成，如圖3.5所示。其中控制算法處理部分對諧波檢測環(huán)節(jié)送來的數(shù)字信號進行處理，并與APF產生的諧波比較，根據(jù)其差值采用一定的控制方法，產生適當?shù)尿寗用}沖信號給觸發(fā)脈沖發(fā)生部分。由于微處理器的能力很強，能夠完成APF所需要的諧波檢測，并產生所需補償?shù)膮⒖贾C波信號，而如果采用模擬電路則非常繁瑣，算法與參數(shù)的調整也很不方便，因此APF這一部分一般采用微處理器來實現(xiàn)。圖3.5有源電力濾波器的控制系統(tǒng)所謂的數(shù)字模擬混合控制系統(tǒng)，通常是在獲取參考諧波信號后，通過模擬電路實現(xiàn)諧波跟蹤并產生控制有源電力濾波器所需的PWM脈沖。與數(shù)字電路相比，采用模擬芯片來實現(xiàn)一般的諧波跟蹤和PWM脈沖控制具有更快的速度和更高的分辨率。圖3.6為APF中經(jīng)常采用的一種數(shù)字模擬混合控制系器的模擬部分。其中參考電流信號有微處理器通過D/A轉換變成模擬信號送到模擬控制部分。圖3.6APF中的模擬控制部分所謂數(shù)字模擬混合控制系統(tǒng)，通常是在獲取參考諧波信號之后，通過模擬電路實現(xiàn)諧波跟蹤并產生控制APF所需的PWM脈沖。因為與數(shù)字電路相比，采用模擬芯片來實現(xiàn)一般的諧波跟蹤(通常為比例積分PI控制)和PWM脈沖控制具有更快的速度和分辨率。但隨著微電子技術的快速發(fā)展，通過專門電路或可編程邏輯器件產生PWM脈沖已經(jīng)非常方便，而且在速度和分辨率方面有了顯著的提高，因此APF的控制系統(tǒng)已經(jīng)逐步變成純數(shù)字控制系統(tǒng)。由于DSP芯片本身帶有PWM脈沖產生部分，因此采用單片的DSP就可以實現(xiàn)APF的控制系統(tǒng)，其結構如圖3.7所示。圖3.7基于單DSP的APF的控制系統(tǒng)目前，為了滿足有源電力濾波系統(tǒng)控制實時性要求，工程應用中大都采用雙DSP或DSP+FPGA(現(xiàn)場可編程邏輯陣列)的數(shù)字化控制方案，其結構如圖2.8所示。基于雙DSP的APF可以完成復雜的控制算法，產生精確的控制脈沖;同時，該方法靈活簡單，只需要修改程序即可以改變脈沖發(fā)生器的功能，有很好的通用性。這種控制系統(tǒng)的結構如圖3.8所示。圖3.8基于雙DSP的APF控制系統(tǒng)3.3.3主電路由于本文主要是研究基于電壓源變流器的主電路結構。按照電力系統(tǒng)應用需要一般可以分為三相三線制結構和三相四線制結構兩種.電壓型APF效率高，初期投資少，可任意并聯(lián)擴容，易于單機小型化，適用于電網(wǎng)級諧波補償.圖3.9所示的電壓型APF直流側接有大電容，正常工作時其電壓基本不變，可看作電壓源，但為保持直流側電壓不變，需對該電壓進行控制，電壓型APF交流側輸出電壓為PWM方波。圖3.9三相三線結構電壓型APF3.4三相并聯(lián)型電壓型有源電力濾波器的基本原理并聯(lián)型有源電力濾波器的系統(tǒng)框圖如圖3.10所示(電感、電容等電路元件均包含在主電路中),其工作原理為:指令電流運算電路在檢測到負載電流后,通過運算把負載電流信號中的諧波電流、無功電流及負序電流和零序電流檢測出來,然后把這些電流信號轉換成相應的變流器觸發(fā)信號,再通過電流跟蹤控制電路形成觸發(fā)脈沖去驅動變流器,使變流器產生的電流為上述電流之和,極性相反,再回注入電網(wǎng),則電網(wǎng)中的諧波電流、無功電流、負序電流和零序電流被抵消為零,只剩下基波有功正序電流。圖3.10并聯(lián)型APF的系統(tǒng)框圖其中APF的補償電流是由主電路中的直流側電容電壓與交流側電源電壓的差值作用于電感上產生的。主電路的工作情況是由主電路中6組開關器件的通斷組合所決定的，特定的開關組合所對應的工作情況稱為工作模式。通常，同一組的上下兩組開關總有其中的一個器件是導通的。假設三相電壓之和ea+eb+ec=0，并且由本文所設計的電路可得ica+icb+icc=0可得下述微分方程：dica=ea+kaUcdtdiLcb=eb+kbUc（3.3）dtdiLcc=ec+kcUcdtL式中kaUc、kbUc、kcUc為主電路各橋臂中點與電源中點之間的電壓;Ka、Kb、Kc為刀開關系數(shù)，Ka+Kb+Kc=0，Ka、Kb、Kc的值與主電路工作模式之間的關系如表2—1所示。表3—1主電路開關模式與開關系數(shù)由基*?ic=ic-ic（3.4）其中ic*-----指令電流;ic-----并聯(lián)型APF產生的實際補償電流。有源電力濾波器主電路中開關器件的通斷，是由采樣時刻△ic和ic*的極性決定的。以A相為例，應該使Ka>0當△ica>0時，而△ica<0時，應該使Ka<0，從而使得△ic減小，達到補償電流ica跟隨指令電流ic*變化的目的。因為△ica十△icb+△icc=0，所以△ica、△icb、△icc中絕對值最大的一個總是與其他兩個方向相反。前者所對應的開關系數(shù)不是2/3就是-2/3。相反地，后者所對應的開關系數(shù)不是1/3就是-1/3。這說明跟隨偏差最大的一相所受的控制作用最強，這樣各項之間偏差的不平衡總呈現(xiàn)出減弱的趨勢。3.5本章小結本章主要介紹了有源電力濾波器的基本原理、基本結構以及其控制系統(tǒng)、主電路的結構，同時介紹了并聯(lián)型APF的基本原理以及主電路的導通方式。第四章三相并聯(lián)電壓型有源電力濾波器的設計4.1系統(tǒng)總體結構本文所設計的有源電力濾波器的系統(tǒng)結構框圖如下圖所示，主要由三大部分組成：主電路部分、電流電壓檢測部分、DSP控制部分。圖4.1并聯(lián)型APF系統(tǒng)結構下面對圖4.1中的主要部分做簡單介紹：負載部分：負載是一個產生諧波電流的三相不可控整流橋式電路，整流橋的直流側為阻性負載。由于這部分電路不是系統(tǒng)設計的主要任務，主要是用來說明非線性負荷的存在。所以本文不對其進行專門的設計。電流采樣電路：取得補償前后電網(wǎng)上的電流數(shù)值及補償?shù)碾娏鲾?shù)值；電壓采樣電路：取得直流側電容兩端的電壓數(shù)值；電壓過零檢測電路：用于檢測電網(wǎng)電壓由負變正的過零點，作為補償電路的同步觸發(fā)信號；DSP及其外圍電路：這是APF運算電路的組成部分，用于分析電網(wǎng)諧波電流并輸出控制信號；IPM隔離、驅動及保護電路：這是APF驅動電路的組成部分；4.2諧波檢測系統(tǒng)迄今為止，己有多種諧波檢測方法被提出。如:基于瞬時無功功率理論的諧波檢測方法、基于FFT的諧波電流檢測方法、基于ip-iq變換的諧波檢測方法、基于同步檢測法的諧波檢測方法以及基于人工神經(jīng)元網(wǎng)絡的諧波檢測方法等。下面對常用諧波檢測方法特點進行分析，并介紹本文所采用的諧波檢測方法。4.2.1基于FFT的諧波檢測方法為了快速檢測電流波形中的諧波，人們已經(jīng)發(fā)展了很多方法，如基于傅立葉分析的方法來檢測諧波和無功電流。該方法及其衍生的方法是建立在快速傅立葉分析(FFT)的基礎上，此方法要求被補償?shù)牟ㄐ问侵芷谧兓?，否則會帶來較大誤差。這種方法根據(jù)采集到的一個電源周期的電流值進行FFT分解，得到各次諧波的幅值和相位系數(shù)，再進行FFT反變換，合成出總的諧波和無功電流。該方法的優(yōu)點是方法思路比較簡明，原理和工作過程十分清晰，對所補償?shù)闹C波可以進行有目的的選擇，適用于各種情況。但缺點是需要測得一個周期的電流值，且需進行兩次變換，計算量大，需花費較多的計算時間，從而使得檢測方法具有較長時間的延遲，檢測的結果實際上是較長時間前的諧波和無功電流，實時性不好。并且，該法也無法檢測出無功分量。4.2.2于瞬時無功功率理論的諧波與無功電流檢測法赤木泰文最初提出的瞬時無功功率理論亦稱p-q理論，是以瞬時實功率p和瞬時虛功率q的定義為基礎，此后經(jīng)不斷的研究逐漸得到了完善。基于瞬時無功功率理論的檢測法現(xiàn)已包括法ip-iq法和d-q。p-q法應用最早。適用于三相對稱且無畸變的公用電網(wǎng)；ip-iq法不僅適用于三相不對稱公用電網(wǎng)，而且對電網(wǎng)電壓畸變也有效;基于同步旋轉park變換的d-q法，簡化了對稱無畸變情況下的電流增量檢測，同時也適用于不對稱、有畸變情況下的電流增量檢測?；谒矔r無功功率理論的檢測法具有較好的實時性，在三相電路中得到了廣泛的應用，但其使用的乘法器多、計算量大，調整困難，難以保證檢測精度，而且不能用于單相電路。目前該方法在三相APF的電流檢測方法中占據(jù)了主導地位。假設三相電路中的電壓和電流瞬時值分別為ua、ub、uc和ia、ib、ic。采用cαβ變換矩陣，將它們變換到α-β兩相正交坐標上有:令Cαβ=1?-2?12?3?0?2?1?2??(3.1)?-2??-則三相電流、電壓信號可以變換為α-β坐標系中的相量，即?i??ua?a???uα??iα??u?==i???i?cαβb(3.2)，?u?cαβ?b?(3.3)???β??β??uc???i???c?圖4.2αβ坐標系中的電壓和電流矢量在圖4.2中的αβ坐標系中，將uα、uβ與iα、iβ分別合成為電壓矢量u和電流矢量i,如式3.4：=u+u=u∠?（4.4）αβe=iα+iβ=i∠?e式中，u、i別為矢量u、i的幅值；φe、φi分別為矢量u、i的相角。三相電路瞬時有功電流ip和瞬時無功電流iq，分別為矢量i在矢量u及其法線上的投影。即ip=icos?iq=isin?(4.5)式中，φ為相量i和相量u之間的夾角，φ=φe-φi三相電路瞬時有功功率p(或瞬時無功功率q)為電壓相量u的模與三相電路瞬時有功電流ip(或三相電路瞬時無功電流iq)的乘積，即:p=eipq=eiq(4.6)將式3.4、3.5以及φ=φe-φi代入3.6，可得以下矩陣表達式：?p??uα?q?=?u???β其中uβ??iα??iα??i?=cpq?i?（4.7）-uα???β??β??uαcpq=??uβuβ??-uα?將4.1、4.2、4.3代入4.7可得：p、q對于三相電流的表達式:p=uaia+ubib+ucicq=1[(eb-ec)ia+(ec-eb)ia+(ea_eb)ia]（4.8）由4.8可知，三相電路瞬時有功功率就是三相電路的瞬時功率。傳統(tǒng)理論中的有功功率、無功功率等都是在平均值基礎乘相量的意義上定義的，它們只適用于電壓、電流都是正弦波的情況。而瞬時無功功率理論中的概念，都是在瞬時值的基礎上定義的，所以不僅適用于正弦波，還適用于非正弦波和倒可過度過程的情況。其實，從以上各定義來看，瞬時無功功率理論中的概念，在形式上和傳統(tǒng)理論非常相似，可以看成是傳統(tǒng)理論的推廣和延伸?；谒矔r無功功率理論的檢測法，在檢測無功電流時，可以無延時地檢測出結果;而在檢測諧波電流時，由于被檢測對象電流中諧波的構成和采用的濾波器不同，會有不同的延時，但最多不超過一個周期。對于電網(wǎng)中最典型的諧波源，如三相橋式整流器，其檢測延時約為1/6周期，具有很好的實時性。4.2.3p-q檢測法該檢測方法的框圖如圖4.2所示。圖中上標-1表示矩陣的逆。p-q檢測法根據(jù)定義計算出p、q，再經(jīng)低通濾波器得到p、q的直流分量p、由于當電網(wǎng)電壓無畸變時，p為基波有功電流與電壓作用產生,q互為基波q。無功電流與電壓作用產生，故通過p、q的直流分量p、q便可以檢測出電流ia、ib、ic的基波分量與iaf、ibf與icf:?iaf?1T-1?p???i==?bf?cαβcpq?q?e2???icf????p?cαβcpq?q?（4.9）??最后將ia、ib、ic與iaf、ibf與icf相減，便得到ia、ib、ic的諧波分量iah、ibh、ich。如圖4.2所示。當APF同時用于補償諧波和無功功率時，就需要同時檢測出諧波和無功電流。在這種情況，只需斷開圖4.3中計算q的通道即可。這是，由p的直流分量即開檢測出基波的有功分量iapff、ibpf、icpf為：圖4.3p、q運算方式的原理圖?iapf??ibpf?icpf??-1?p???=cαβcpq?0?(4.10)????將ia、ib、ic與iapff、ibpf、icpf相減，即可得出ia、ib、ic的諧波分量iah、ibh、ich和基波無功分量之和。當電網(wǎng)電壓有畸變時，采用p-q算法會使得計算所得到的諧波電流與實際的諧波電流之間存在差別。4.2.4ip-iq電流檢測法根據(jù)瞬時無功功率理論可推導出瞬時有功電流和瞬時無功電流的表達式為：?ip??sinwt?i?=??q??-coswt-coswt??iα??i?-sinwt???β??sinwt=??-coswt??11-?2-coswt?2??-sinwt??3?0?2???????ia????????ib?=c3????ic???-?2??1-2?ia???c32?ib?（4.11）??ic???sinωt-cosωt?其中c=???-cosωt-sinωt?由上式可得出電流檢測法原理如圖4.4所示：4.4ip-iq檢測法原理該方法中，需要與A相電網(wǎng)電壓ua同相位的正弦信號sinωt和對應的余弦信號cosωt，它們由一個鎖相環(huán)（PLL）和一個正、余弦信號發(fā)生電路得到。其中PLL主要起同步作用，當檢測到過零上升的ua時啟動正、余弦表（包括-cosωt的值），使其形成一個矩陣C。根據(jù)（4.11）式計算出ip、iq，在經(jīng)過LPF濾波可得出ip、iq的直流分量ip、iq。這里，ip、iq是由iaf、ibf、icf產生的，因此由ip、iq反變換計算出iaf、ibf、icf為：?iaf????ibf?=?icf????1?2?-?3?-???sinωt?????-cosωt-??03-cosωt??ip?-1?ip?=??c23c??(4.12)?-sinωt???iq???iq???圖4.4只是檢測諧波電流時的情況，當檢測諧波和無功電流之和時，只需斷開圖3.4中的iq通道即可，由ip即可計算出被檢測電流ia、ib、ic的基波有功分量為iapf、ibpf、icpf為：?iapf??ibpf?icpf??-1?ip???=c23c?0?（4.13）????將ia、ib、ic與iapf、ibpf、icpf相減，即可得出ia、ib、ic的基波分量和基波無功分量。與p-q檢測法相，ip-iq檢測法不僅適用于三相不對稱公用電網(wǎng)，而且對電網(wǎng)電壓畸變也有效。4.2.5d-q檢測法d-q檢測法的原理如圖4.4所示，先將瞬時三相電流ia、ib、ic變換到d-q坐標上為：??id??ia??id?=C?i?=?i=?i?q??b??q???i0???ic???i0????cosωt2??-sinωt3??1?2?idq?+id?~+iq?????~c=2π2π?)cos(ωt+)?332π2π?-sin(ωt-)-sin(ωt+)?（4.14）33?11??22?sin(ωt-d軸電流直流分量id與負載基波有功功率相對應，q軸電流直流分量iq與負載基波無功功率相對應，d軸電流交流分量id和q軸電流交流分量iq分別與高次諧波的有功功率和無功功率相對應，故id和iq經(jīng)低通濾波器LPF后即得到與基波對應的有功分量idf和無功分量iqf。0軸分量i0與基波不對稱功率相對應。圖4.5d-q檢測法原理圖當用低通濾波器LPF濾除所有交流諧波后，其直流成分通過d-q反變換即可得基波電流iaf、ibf、icf，用ia、ib、ic減去iaf、ibf、icf，即可得到三相諧波電流iah、ibh、ich。當還要檢測出無功電流時，只需斷開圖4.5中iq通道即可。與ip-iq檢測法相比，基于同步旋轉Park變換的d-q法，簡化了對稱無畸變情況下的電流增量檢測，同時也適用于不對稱、有畸變情況下的電流增量檢測。4.3主電路設計4.3.1系統(tǒng)主電路結構由于本文所設計的有源電力濾波器主要是針對三相三線制接線的負荷，因的主電路結構：圖4.6并聯(lián)型APF的主電路結構4.3.2主電路參數(shù)的設計1.直流側電壓Ud的確定：為了能夠有效的對諧波進行補償，直流側電壓需要滿足式（4.15）的要求。即Ud最小應該大于交流側相電壓峰值的3倍，否則可能發(fā)生補償電流ic不按要求變化的情況。在此基礎上，Ud越大，ic變化越快：但是Ud過大，將使裝置容量增加，且器件的耐壓要求很高。一般有：Ud=1.5?3Em(4.15)本文選取Ud=800V。2.交流側電感Lc的確定：電感Lc值越小，變化越快；Lc值越大，變化越慢。對諧波電流進行有效補償，通常要求：Lc=4Ud9η（4.16）*ic其中=λmax（4.17）tc*icmax為補償指令電流信號最大值；又取0.3～0.4時，諧波補償?shù)男Ъ?。本文中選取LC＝1mH。3.補償裝置容量SC的確定：變流器的容量與補償電流大小有關，即與補償對象的容量和補償?shù)哪康挠嘘P。SC可由下式確定：Sc=3EIc（4.18）在只補償諧波時，IC=ILH，對于三相橋式全控整流器，IL≈ILH，故補償容量約為補償對象容量的25%。當在補償諧波的同時還需要補償無功時，要求的容量將比只補償諧波時大，并且與三相整流橋的最大觸發(fā)延遲角有關。4.PWM變流器開關時間tc的確定：經(jīng)過分析，可以得出如下結論tc越長ic越大；tc越短，ic紋波越小。tc的長短還決定了變流器能補償?shù)闹C波最高及對開關器件工作頻率的要求。設開關器件所支持的最大開關頻率Tf，則有：tc≥1（4.19）fr對于fr=20KHz的開關器件，有tc≥50ms。本文中開關頻率為12.8KHz。4.3.3開關器件的選擇及其外圍電路設計作為有源電力濾波器逆變器的核心元件即開關器件有幾種可供選擇的器件，如MOSFET管、IGBT、GTO、IGCT以及IEGT等。它們的選擇首先應滿足開關頻率和器件容量的要求，當單個器件無法滿足容量要求時，可考慮采用器件的串并聯(lián)或主電路的多重化等方法，其次，再考慮它們的價格。器件的種類確定后，再確定其額定參數(shù)，其中，額定電壓由直流側電壓Ud決定，并考慮適當?shù)陌踩Ａ浚活~定電流由補償電流ic決定。本系統(tǒng)選擇選擇耐壓為1200V，限流為50A的IGBT作為三相全控橋電路的開關器件。智能功率模塊IPM(IntelligentPowerModule)是由絕緣柵雙極型晶體管(IGBT)單元構成的。其具有集成度高、體積小的特點，其內部不僅封裝了門極驅動控制電路，而且還有故障檢測電路和各種保護電路，能實現(xiàn)過熱保護、過流保護、短路保護及控制電源欠壓保護等功能。高速、低功率的IGBT芯片和優(yōu)選的門極驅動及保護電路構成的IPM具有開關速度快、功耗低的特點。IPM內置的驅動和保護電路使系統(tǒng)硬件簡單、可靠，縮短了系統(tǒng)開發(fā)時間，也提高了故障下的自保護能力。模塊中每個IGBT的驅動電路設計了最佳驅動條件。與普通IGBT模塊相比，IPM在系統(tǒng)性能及可靠性方面都有進一步的提高。本文設計的系統(tǒng)使用日本東芝公司生產的IPM——MIG50Q7CSA0X作為PWM變流器的主電路。在IPM模塊內部封裝了7個IGBT，工作在1200V/50A條件以下其內部結構如圖3.7所示：圖4.7IPM模塊MIG75Q7CSA0X內部結構圖IPM驅動電路設計IPM對驅動電路的輸出電壓要求嚴格，具體如下：1．驅動電壓的范圍為(1士10%)×15V，電壓低于13.5V將發(fā)生欠壓保護，電壓高于16.5V將可能損壞內部部件；2．驅動電壓相互隔離，以避免地線噪聲干擾。共需4組獨立驅動電源，上橋臂側3組獨立，下橋臂側1組公用。3．IPM接口電路須采用光耦，光耦輸出腳和IPM引腳之間的走線應盡量短，要采用具有高共模抑制比的高速光耦；4．驅動電流可以參考器件給出的20kHz驅動電流要求，根據(jù)實際的開關頻率加以修正。PWM驅動電路所提供的6路PWM信號，經(jīng)過IPM模塊轉化成適合驅動IGBT的柵極電流，從而控制三相全控橋電路的工作。因為DSP開發(fā)板上集成的PWM輸出端口光耦電源為5V，而IPM驅動電源需要15V，所以需要進行相應轉換；開發(fā)板PWM輸出雖然已經(jīng)使用高速光耦6N137進行隔離，但由于光耦均由同一5V電源供電，因此6路PWM輸出信號共地，在接入IPM前需要再經(jīng)過一組高速光耦進行隔離。上橋臂三路驅動電路除各自使用一個獨立的15V電源外，其余完全相同，其中上橋臂一路（U）驅動電路如圖3.8所示：圖3.8IPM上橋臂U相驅動電路下橋臂三路驅動電路除共用一路15V電源外，其余與上橋臂驅動電路相同。在內置制動單元的IPM中，當不使用制動時，應將輸入端子IN(B)接20k的上電阻連于15V，否則，dV／dt可能引起誤動作，并將B端子接到N或P電位上，免在懸空狀態(tài)下使用。另外，電源上電時應先接通控制電源15V，然后再加主電源。如果先上主電源，則可能在保護功能還未起作用時，IPM已損壞。IPM保護電路設計IPM內建的保護電路可以提供4種保護功能：過流保護(OC)、短路保護(SC)、欠壓保護(UV)和過熱保護(OT)。IPM的內部電流傳感器不斷地檢測通過IGBT的電流，當電流超過過流門限OC并持續(xù)5μs以上時，或超過短路門限SC時，保護電路關斷IPM，同時輸出一個故障信號（低電平）。當IGBT電流降到過流門限OC以下并持續(xù)2ms時，保護電路撤銷封鎖，IGBT繼續(xù)正常工作。IPM內部控制電路使用隔離的15V直流電源，如果該電源降到欠壓門限Uvt（約12V）以下并持續(xù)5μs以上時，IPM被關斷，并發(fā)出故障信號（低電平）。當電壓回升到Uvr（約12.5V）以上時，IPM恢復工作。安裝在IPM底板的溫度傳感器監(jiān)測底板溫度，當溫度上升到過熱門限OT（通常是110℃）以上時，輸出故障信號，保護電路工作，并一直持續(xù)到過熱結束（95℃以下）。在功率驅動電路中，保護電路是必不可少的，完善的系統(tǒng)保護不能只依靠IPM的內部保護功能，需要輔助外圍的保護電路電路。IPM內部的保護電路在IPM發(fā)生故障時會通過故障輸出引腳輸出一個故障信號，外圍的保護就是基于對故障信號的處理。如圖4.9所示，IPM的故障輸出信號經(jīng)過光耦隔離輸出，進入4輸入端與門，最終接DSP中控制PWM輸出的PDPINTA引腳，一旦四路故障信號中任一路有輸出，DSP的PWM輸出將復位為高阻狀態(tài)，從而封鎖IPM的控制信號，關斷IPM，起到保護作用。圖4.9IPM保護電路圖4.4控制系統(tǒng)設計并聯(lián)型有源電力濾波器的目的是控制逆變器使其輸出電流跟蹤所需補償?shù)姆蔷€性負荷的諧波電流。目前有源電力濾波器的輸出電流控制方法主要有：三角載波線性控制法、滯環(huán)比較控制法、無差拍控制法、電壓矢量控制法等。下面先對幾種電流控制方法做簡單的介紹，再著重介紹本文采用的控制方法的具體設計。滯環(huán)比較控制法原理如圖4.10所示。該方法的基本原理是以補償電流信號的參考值為基準，設計一個滯環(huán)帶，當實際的補償電流欲離開這一滯環(huán)帶時，逆變器開關動作，使實際補償電流保持在滯環(huán)帶內，圍繞其參考值上下波動。該方法把補償電流的指令信號ic*與實際的補償電流信號ic進行比較，兩者的偏差△ic作為滯環(huán)比較器的輸入，通過滯環(huán)比較器產生控制主電路開關的PWM信號。該PWM信號經(jīng)驅動電路來控制開關的通斷，從而控制補償電流ic的變化。圖4.10滯環(huán)電流控制法原理與輸出特性圖由其基本原理可知，系統(tǒng)的開關頻率、響應速度和電流跟蹤的精確度均受滯環(huán)帶的影響。當滯環(huán)帶窄時，響應速度快，精確度高，但開關頻率也較高，導致開關損耗增加。該方法的主要缺點是調制頻率隨輸入信號變化，給濾波器的設計帶來困難。另外，造成較大的脈動電流和開關噪聲。對于無中線連接的三相逆變器，三相間的控制不獨立，會產生相間干擾。針對基本滯環(huán)控制的上述缺陷，很多近期的研究文章提出了各種改進措施。如在基本滯環(huán)控制中使用電流解相技術，解決三相之間的相間干擾問題;推薦一種常頻變帶寬的滯環(huán)控制方法等。這些方法使滯環(huán)控制有了很大的改進。4.4.2三角波控制三角波控制方法的原理如圖4.11所示，它是最簡單的一種控制方式。它是將指令電流ic*與補償電流ic的偏差△ic經(jīng)放大器A放大后再與三角波比較，所得到的矩形脈沖作為變流器各開關元件的控制信號，從而在變流器輸出端獲得所需的波形。放大器A往往采用比例放大器或比例積分放大器。這樣組成的一個控制系統(tǒng)是基于把△ic控制為最小來進行設計的。該方法較適合模擬電路控制。圖4.11三角波控制方法原理圖該控制方法的優(yōu)點是動態(tài)響應好，開關頻率固定，實現(xiàn)電路簡單，缺點是輸出波形中含有與三角載波相同頻率的諧波，跟隨誤差較大，開關損耗較大且開關頻率固定，在大功率應用中受到限制。4.4.3無差拍控制該控制法是一種采用數(shù)字技術實現(xiàn)的預測控制方法，它以電流誤差等于零為目標，根據(jù)第K個時刻的補償電流參考值和實際值，計算第K+1時刻的電流參考值及各種開關狀態(tài)下的逆變器電流輸出值。選擇使電流誤差最小的開關模式作為第K+1時刻的開關狀態(tài)，該方法的優(yōu)點是能夠快速響應電流的突然變化，特別適合快速暫態(tài)控制。缺點是計算量大，而且對系統(tǒng)參數(shù)依賴性較大。近年來隨著微機控制技術的不斷發(fā)展以及數(shù)字信號處理器(DSP)運算速度的不斷提高，無差拍控制法及其它快速優(yōu)化控制法在有源濾波器中得到進一步的應用。4.4.4基于空間矢量的電壓控制前面的三種方法都是對APF的電流進行跟蹤控制，而本節(jié)要介紹的控制方法是通過控制有源電力濾波器的輸出電壓，使其輸出電流跟蹤參考電流的變化，因此該控制方法稱為電壓控制方法。目前用于APF的電壓控制方法很多，如空間矢量PWM控制、預估電流PWM控制、無差拍PWM控制、自適應PWM控制等。本節(jié)將主要介紹本文所采用的控制策略——基于空間矢量的電壓控制。圖3.12為APF的三相電壓逆變器的等值電路。由此電路可得相關計算方程：圖4.12三相電壓逆變器等值電路根據(jù)本章有源電力濾波器的原理圖可得：uc(t)=L=Ldic(t)+Ric(t)+us(t)dtdiref(t)dt+Riref(t)+us(t)（4.20）其中L、R分別表示有源電力濾波器的等效電感與電阻。uc(t)為電壓矢量、iref(t)為參考電流矢量，控制目標為ic(t)=iref(t)。由上式可得參考電壓變換到α-β坐標系的矩陣表達式為：?uαrt(t)???=u(t)?βr??11?1--???uar(t)?222????（4.21）u(t)br???3?3????ucr(t)??0-??22??在分析過程中，可將三相六開關視為理想開關元件，它們的通斷控制用相應的開關函數(shù)描述。定義開關函數(shù):i開通VT3+i關斷Si0，VTi關斷VT3+i開通（i=1,2,3）則有源電力濾波器的輸出電壓為（以0點為電壓零點）?uca??s1??=?s?uu?cb???2?dc（4.22）??ucc????s3??將上式變換到α-β坐標系，可得：?11?-??uca(t)??1-22???uαc(t)?2??u(t)?u(t)?=??cb?3??βc?3????ucc(t)??0-??22???11?1--???s1?222????（