模擬電路與基礎(chǔ)課件第9章集成放大

第九章集成運算放大器集成放大電路概述電流源電路差分放大電路功率放大電路集成運算放大器9.1集成放大電路概述集成電路—集成制造在一塊微小的半導體基片上、完成特定功能的電子電路稱為單片集成（IntegratedCircuit，IC），半導體基片稱為晶圓或襯底或芯片?；旌霞呻娐贰獙纹呻娐泛蜔o源元件制作在襯底或印制電路板上的小型化電子電路。單片集成電路分類：按制造工藝分：雙極型、單極型和雙極單極兼容型集成電路。按功能分：數(shù)字和模擬集成電路。模擬集成電路又分為：集成運算放大器，集成功率放大器，集成比較器，集成乘法器集成穩(wěn)壓器。本章僅介紹單片集成的運算放大器和集成功率放大器。9.1.1單片集成電路中的元件及特點主要有以下特點：（與分立元件比較）1．具有良好的對稱性。由于采用相同的標準工藝，所以容易在同一塊硅片上制作性能一致的同類有源元件和同類無源元件。并且工作溫度基本相同，元件的溫度特性也一致。2．電阻和電容的數(shù)值有一定限制。電阻是用半導體材料的體電阻，電容則是PN結(jié)的結(jié)電容或MOS管的柵極電容。

電阻和電容的數(shù)值越大，占用的芯片面積也越大。為了提高單位面積的元件數(shù)，電阻的阻值限制在數(shù)十歐姆到幾個千歐之間，電容的容量一般小于100pF。3．用有源元件代替大電阻。由于雙極型晶體管（BJT）和場效應管（FET）占用芯片面積小、性能好，常用這些有源元件構(gòu)成電流源電路，取代大電阻。圖9.1.1

集成放大電路組成框圖9.1.2集成放大電路的組成框圖集成放大電路通常是直接耦合的放大多級電路，如圖9.1.1所示。直耦電路的優(yōu)點：可以放大輸入信號的直流分量和低頻信號；電路不包含大電容和大電感，適合集成電路工藝制造。直耦電路的缺點：1.靜態(tài)工作點受信號源內(nèi)阻和負載的影響，并且隨溫度變化移動，稱為溫度漂移。

2.對于多級直耦放大電路，最末級的溫度漂移最嚴重。因為前級的溫度漂移直接耦合到下一級并將其放大，使后級漂移很大。因此，必須使每級放大電路的靜態(tài)工作點穩(wěn)定，特別是輸入級。9.1.2集成放大電路的組成框圖例如，電平移動電路，調(diào)節(jié)各級電壓的配合，達到輸入量為零時輸出量也近似為零，使信號源和負載中沒有由直流電源引起的直流分量；圖9.1.1

集成放大電路組成框圖1.輸入級則采用靜態(tài)工作點很穩(wěn)定的差分放大電路。此外，還要求輸入級的輸入電阻大。2.中間級主要作電壓放大，通常是共射放大電路或共源放大電路。3.輸出級要求帶負載能力強（輸出電阻小）。為了提高電壓增益，常采用復合管放大，以及電流源作集電極（或漏極）負載（稱為有源負載）。典型電路是射極輸出器或互補對稱電路。此外，集成電路還包含一些輔助電路。短路保護電路，防止輸出端對地短接時損壞內(nèi)部元件；等等。9.2

電流源電路電流源：提供基本恒定電流的電路稱為電流源電路?？梢杂肂JT或EFT組成恒流源電路。BJT電流源1.微電流源2.鏡像電流源3.多路電流源EFT電流源1.MOS管鏡像電流源2.MOS管多路電流源作用：為放大電路提供穩(wěn)定的偏流、有源負載。IREF稱為基準電流。1.鏡像電流源（1）電路的構(gòu)成IC1

=

IREF

-

2IB=

IREF

-

2IC1

/

bRREFOIREF

=

VCC

+VEE

-VBE?

I=

I

==

I\

I1+

2

/

bC1C

2設T1和T2特性一致（β1=β2=β，ICEO1=ICEO2，VBE1=VBE2）。(a)電路(b)電路符號Io（2）工作原理由電路得VBE1=VBE2

，所以

IB1=IB2，IC1=IC2

，即T1和T2的集電極電流相等，互為鏡像。溫度補償作用：TIoitib1

=

ib2

=

0vro

=

t

=

rce

2即溫度升高引起電流源電流的增加量被電路的自動補償引起的減少量抵消，輸出電流基本不隨溫度變化。計算輸出電阻ro等效電路如圖(c)所示。圖中左半部分電路無獨立信號源，故I

REFV

BI

BI

C1、I

C

2I

C1、I

C

2ic2it+_Rrce2rbe2ebib2rbe1ib1

ib2bib1vtrce1ro(c)交流等效電阻計算電路b1c2c1(a)電路 (b)

電路符號b22.

微電流源電路的構(gòu)成工作原理利用T1和T2的基射電壓差在射極電阻上產(chǎn)生微電流輸出，即eRE

2=

VBE1

-VBE

2IO

=

IC

2

?

ISEIi\

vBE

=

VT

ln晶體管的發(fā)射結(jié)電流方程和電壓方程分別為v

/

V

v

/

ViE

=

IS

(e

BE

T

-1)

?

ISe

BE

T式中，IS是發(fā)射結(jié)反向飽和電流，基射電壓vBE>>VT=26mV。eORI=

VBE1

-VBE

2e

OOR

Iln

IREF=

VT\

I設T1和T2特性一致，則在式中，可先確定IREF和IO，然后計算Re。在微電流源電路中，Re引入負反饋，溫度補償作用比鏡像電流源更好。ReRe

IOReIE

2ln

IC1ln

IE1=

VTVT≈=

VT(ln

IE1

-

ln

IE

2

)Re

IS

ISSETBEIiv

=

V

lnREFC1

I

?

IeORE

2C

2=

VBE1

-VBE

2I

=

I

?

I_Rrce2bib2ib2rbe1ib1

rbe2bib1it+vtrce1roRero1ve交流等效電阻計算電路1+

β

1+

βr

=

R

//

r//

rbe1

rbe1ce1o1≈ce

2be

2o)rr

+

ro1

+

Rer

?

(1

+bRe計算輸出電阻（略：）ro1是除T2外基極回路的等效電阻。tiRer

+

ro1

+

Rebe2be2(r

+

ro1

)ib

2

=

(it

+

ib

2

)Re

→

ib

2

=

-vt

=

(it

+

ib

2

)Re

+

(it

-

βib

2

)rce2

=

(Re

+

rce2

)it

+

(Re

-

βrce2

)ib

2ce2

eebe2

o1e

ce2ttor

+

r

+

Riv

Rer

==

(R

+

r

)

+ (

βr

-

R

)ece2>>R

，所以由于r上式中，第2項遠遠大于1，故微電流源的交流等效電阻很大。Re1

+

b

+1

+

2

/

b

1

+

2

/

b

+

2

/

b

21

+

b1

+

(1

+

2

/

b

)IREFIO

=

1

+

b

=

b

+

2

=

1

+

2

/

b

?1RREFO=

VCC

+VEE

-

2VBE\

I

?

I2ce3obrr

?設T1、T2和T3特性一致，則b

(1

+

2

/

b

)威爾遜電流源的輸出電阻可按計算鏡像電流源輸出電阻的方法計算，表達式如下3.威爾遜（Wilson）電流源圖9.2.3

威爾遜電流源COI1+

b=

b

(1+

2

/

b

)

IC1+

b[1+

(1+

2

/

b)]IIREF

=1+

b(1+

2

/

b)

ICb(1

+

2

)ICC2

IbREFe1

REFe1

C1e3

C

3e

4

C

4e1C1=

R

I

=

R

I=

Re

2

IC

2R

I

=

R

IR

+

R=

VCC

-VBE

0

-VBE1I

?

I4.多路電流源:圖9.2.4多路電流源VCCT0T2

T3T4Re1Re2Re3Re4RIREFIC1T1IC2IC3IC4i

=1,2,3,4R

V

-V

-VRR

+

Re1Rei=

e1

CC BE

0

BE1ReiICi

=

e1

IREF上式說明電流源按射極電阻比例輸出基本恒定的電流，所以也稱為多路比列電流源。如果全部射極電阻為零，則是多路鏡像電流源。也可以將微電流源和鏡像電流源組合成多路電流源。設各管的β，vBE相同VCCIC1T1T0T2

T3T4Re1Re2Re3Re4RIREFIC2

IC3IC4r

+

r

+

Rr

?

(1

+)rcei

i

=

2,3,4eio1beioibRei

0

10be0o1R

+

r(1+β

)R1+

β1+

β=

R

+

rbe0

//

(rbe1

+

(1+

β1

)Re1

)r上式中圖9.2.4多路電流源同樣，可以用PNP管組成電流源，電路形式和原理與NPN管相似，不再贅述。每路電流源的輸出電阻為（略）β0

β0

β1R

+

r

(r

+

β

R

)

be0

//

be1

1

e1

≈在總電源電壓大于2個場效應管的開啟電壓（VDD+VSS>2VT）的情況下，則T1、T2和T3工作在恒流區(qū)。9.2.2

FET電流源將FET偏置在恒流狀態(tài).1．MOS管鏡像電流源ID1

=

ID3VGS1

+VGS

3

=

VDD

+VSSTDO

DOVVV

VI

(

GS1

-1)2

=

I

(

GS

3

-1)2222VT

2VT

2V

V

+VIO

=

ID2

=

IDO2

(

GS2

-1)

=

IDO

(

DD SS

-1)o ds

2r

=

r由MOS管的轉(zhuǎn)移特性方程，得T1=

2

(VDD

+VSS

)所以，VGS

3

=VGS1

=VGS2SSGS

DDGS

2=

V

=

1

(V

+V

)再由電路得V輸出電阻等于的T2輸出電阻，即由電路，得圖9.2.5

MOS管鏡像電流源ID1ID3設T1、T2和T3的特性一致2SSDDGS

0=

V

=

(V

+

V

)i

=

0,1,2,3,42VV

+V=

IVITiDOiTiDOiDi(

DD SS

-1)2=

I

(VGSi

-1)2圖9.2.6

MOS管多路電流源2.MOS管多路電流源與BJT管一樣，也可以用NMOS管組成威爾遜電流源。其電路形式與BJT管威爾遜電流源相似。同樣，可以用PMOS管組成電流源，電路形式和原理與

NMOS管相似。設T0和T

1的特性一致，則VGS

4

=

VGS

3

=

VGS

2

=

VGS119.3

差分式放大電路圖9.3.1共射差分放大電路1

2電路從T和T的基極輸入兩個電壓信號：vi1，vi2；從T1和T2的集電極輸出電壓信號：vO=vC1-vC2。這種連接方式稱為雙端輸入雙端輸出。特點:靜態(tài)工作點穩(wěn)定，放大差模信號和抑制共模信號。通常用作直接耦合多級放大電路的輸入級。9.3

1共射差分放大電路的組成和工作原理1．電路組成圖中IO是電流源.要求電路參數(shù)對稱圖9.3.1共射差分放大電路2．工作原理

1=

IC1

=

ICIC1VE1=

VE

2

=

VE

=

-

VBE

=

-

Von=

2

IO=

VCC=

VC

2

=

VC=

IB

2

=

IB

=

IC

/βVC1IB1-

Rc

IC（1）靜態(tài)工作點的穩(wěn)定性靜態(tài)工作點的計算即vi1=vi2=0時，由電路得雙端輸出電壓為零，即vO=VC1-VC2=0，接入負載對靜態(tài)工作點沒有影響。差分放大電路實現(xiàn)了零輸入時零輸出，輸入輸出不含電源引起的直流分量即溫度引起的集電極電流增加量被電路自動的負反饋引起的減少量抵消，靜態(tài)工作點基本不變。IB1和IB22roΔIC輸入特性T↑VEVBEIC1和IC2

↑IC1和IC2當溫度升高時，引起集電極電流增加ΔIC?？紤]到電流源的動態(tài)電阻ro，下述自動的負反饋過程為真圖9.3.1共射差分放大電路vi1=

vicvi2=

vic(a)

共模輸入 （b）

交流通路圖9.3.2

共射差分放大電路的共模輸入vi1=

vicvi2=

vicro輸入共模信號vi1=vi2=vic時，則有下述過程（圖(b)是交流通路，ro是電流源的動態(tài)電阻）。輸出共模信號voc為零，抑制了共模信號輸出。（2）共模信號的抑制=

0=vc1

-vc

2vc1

=vc

2ic1

=ic

2

vocvic

ib1

=ib

2共模信號增加和溫度升高對電路的影響相同，故共模信號屬于無用信號。ve

=

(ie1

+

ie

2

)ro

?

0輸入差模信號，即vi1=-vi2=vid/2。在電路參數(shù)對稱以及T1和T2特性一致的情況下，則有下述過程此外，差模信號引起差分管

2射極電流交流分量變化趨勢相反，即ie1≈-ie2，射極電位的交流分量近似為零。即因此，在差模輸入信號的交流通路中，射極對地等效為虛斷和虛短，對差模輸入信號沒有反饋。(a)差模輸入ve≈0（b）交流通路（3）差模信號的放大c1c

2c1odv=

2v=

v

-

vi<

0

fi

ic

2

<

0

fi

vc

2

>

0ib1b

2>

0

fi

ic1

>

0

fi

vc1

<

0idv>

0

fivc1

=-vc2vRid2

id

id

2iid

ib1=

2rbe1

=

2rbe==Rod=

Rc1

+

Rc

2

=

2Rc在(b)中，因ve≈0，差放電路可分解為2個相對獨立的共射放大電路，稱為差放電路的半電路。如圖(c)，交流等效電路如(d)圖。v3．動態(tài)分析（1）輸入差模信號①差模輸入電阻（c)半邊交流電路T1C1+vvo1i1RIc1ve≈0圖9.3.3

（b）交流通路（d)雙管交流等效電路βi

bici

b-+vi2

rbeβ

ibRC-+vi1

rbeicib

-+RC

vo2+vo1-②差模輸出電阻是半電路輸入電阻的2倍。同樣是半電路輸出電阻的2倍。codrbevidvidvidbR=

-=

=Avdo

=RL

fi

￥22v

v

-

v

2vc1

c

2

c1（d)雙管交流等效電路βi

bRici

b-+vi2

rbebβ

i-+

rvi1

beicib

-+C

vo2+RC

vo1-③差模電壓增益負載開路的差模電壓增益為帶負載的差模電壓增益為)半邊交流電路T1RC1vo1+1v

i（cIc1ve≈0（b）交流通路vdRL

2

rbe22

vid

c1

od

c1 c

2

vid

vidb(Rc

//

)= =

-v

v

-

v

2v=A

==

0

=

0icicicvcovv=

vc1

-

vc

2v=

vocARL

fi

￥=

0icvcv=

vocA帶載的共模電壓增益為（2）輸入共模信號vi1=vicvi2=vicro交流通路負載開路的共模電壓增益為:id

i1

i

2v

=

v

-

v2i

2ic

i1v

=

1

(v

+

v

)id2i1

icv

=

v

+

1

vid2i

2

icv

=

v

-

1

vicvdvcv

)AA+AvcAKCMR

=

vd

1icCMRv

)Kvo

=

Avd

(vid

–則任意的2個輸入信號均可表示為差模信號和共模信號的代數(shù)和由疊加原理，總的輸出電壓為vo

=

vod

+

voc

=

Avd

vid

+

Avcvic

=

Avd

(vid定義共模抑制比為（3）同時輸入差模信號和共模信號對于任意的2個輸入信號vi1和vi2，定義差模輸入信號和共模輸入信號依次如下：1icCMRKvo

=

Avd

(vid

–

v

)即共模信號等效為對差模信號的干擾信號（誤差信號），所以希望共模抑制比越大越好。理想的雙端輸出差放電路，共模電壓增益為零，共模抑制比為無窮大，即共模信號對差模信號沒有干擾。例9.1

差分放大電路如圖所示。設T1和T2特性一致，β1=β2=β3=β=50；rce3=50kΩ，rz=100Ω，RL=50kΩ。（1）確定電路的靜態(tài)工作點；（2）求電路的動態(tài)特性。Re3=

0.15mAVZ

-VBE

6

-

0.736IC

3

?

IE

3

=

=圖9.3.4例9.1圖RLRbRb解（1）靜態(tài)分析電流源的電流為圖9.3.4例9.1圖RLRbRbVE1

=

VE

2

=

VE

=

-VBE

=

-0.7VI0.07526r

=

r

=

200

+

(1+

β)

26E1be1

be

2=

200

+

51× =

17880Ω

≈

18kΩIr

=200

+

(1+

β)

26E

3be3=

200

+

51×

26

=

9040Ω

≈

9.0kΩo18

+

0.1

+

36)r

=

(1

+

50

·

36

)

·

50

=

1714kWr

?

(1

+ce3rbe3

+

rz

+

Re3bRe30.15由式（9.2.5），電流源的輸出電阻為：2=

0.075C

3=

I

=

1

IIC1

=

IC

2

CVC1

=

VC

2

=

VC

=

VCC

-

Rc

IC

=

12

-100×

0.075

=

4.5V（因為此時RL中沒有電流）T1、T2和T3的輸入電阻為Rid=

2(Rb

+

rbe

)

=

2

·

(10

+18)

=

56kW)210

+18=

-

50

·(100

//

25)

=

-35.7bebLcvdR

+

rRA

=

-b(R

//Rod=

Rc1

+

Rc

2

=

2Rc

=

2

·100

=

200kW代rbe，即差模輸入電阻為差模電壓增益為差模輸出電阻為（2）動態(tài)分析在交流回路中，Rb與T1和T2的輸入電阻rbe串聯(lián)，所以用Rb+rbe替圖9.3.4例9.1圖RLRbRb計由算于表電明路：參差數(shù)模對電稱壓和增雙益端遠輸遠出大，于所共以模共電模壓電增壓益增；益為0。共模輸入電阻遠遠大于差模輸入電阻；共模和差模信號的輸出電阻相同；差分對管的靜態(tài)電流越小，差模輸入電阻越大。圖9.3.5單端輸入雙端輸出方式RL9.3.2共射差分放大電路的輸入輸出方式和動態(tài)性能雙端輸入:在兩個輸入端同時輸入電壓信號（vi1≠0和vi2≠0）.

單端輸入:只在任何一個輸入端輸入電壓信號（（vi1≠0和vi2=0）或者（vi1=0和vi2≠0））雙端輸出:負載跨接于兩個輸出端之間（浮地負載）.單端輸出:負載連接在任何一個輸出端與參考電位之間（接地負載）則稱為單端輸出。輸入輸出方式分為：雙端輸入雙端輸出，雙端輸入單端輸出，單端輸入雙端輸出，單端輸入單端輸出。4種圖9.3.5單端輸入雙端輸出方式RL1.單端輸入雙端輸出方式的動態(tài)性能vi1≠0和vi2=0，負載RL跨接于兩個集電極之間。輸入信號可分解為差模信號（vid

=vi1）和共模信號（vic

=vi1/2）。靜態(tài)工作點的計算亦相同，不再贅述動態(tài)性能相同單端輸入雙端輸出雙端輸入雙端輸出vid=

vi1

-

vi

22i

2ic

i1v

=

1

(v

+

v

)12IB1

=

IB

2

=

IB

=

IC

/

bVC

2

=

VCC

-

Rc

ICIOIC1

=

IC

2

=

IC

?VE1

=

VE

2

=

VE

=

-VBEC1RLVCC

-

IC

(RL

//

Rc

)RL

+

RcV

=Ro

=

Rc1

=

Rc圖9.3.6雙端輸入單端輸出方式RLvi1≠0和vi2≠0，負載電阻RL接在集電極C1和地之間。（但是，T1的集電極靜態(tài)電位卻不同，修正為下式2.雙端輸入單端輸出方式的動態(tài)性能1）靜態(tài)時，由于T1和T2的輸入回路參數(shù)對稱，仍有idvdvA2rbe22

vid-

b

(Rc

//

RL

)=2(rbeib1

+

ve

)-bib1

(Rc1

//

RL

)==

vo1d

=

vo1d2）當輸入差模信號時，由于T1和T2的參數(shù)對稱，差分對管射極電流的變化量大小相等，符號相反，射極仍然是虛短和虛斷。ididiiRbe1

be=

2

=

2r

=

2r=

vidb1Ro

=

Rc1

=

Rc輸出電阻為差模電壓增益為單端輸出的電壓增益近似是雙端輸出的一半。若RL接在C2與地之間（輸入信號和輸出信號不在同一個管子的電極上），則單端輸出的差模電壓增益表達式中沒有“－”。ve≈09.3.7（a）差模輸入信號交流通路RL因此，差模輸入電阻與雙端輸入雙端輸出方式相同，為2

vidicvcvArbe

+

2(1+

β

)ro==β(

Rc1

//

RL

)rbeib1

+

2(1+

β

)ib1roβib1(

Rc1

//

RL

)=

vo1cbebevcCMRrrK?

bro=

AvdA

2=

1

rbe

+

2(1

+

b)ro共模抑制比為ve≈09.3.7（a）差模輸入信號交流通路RL由圖9.3.6電路，得共模電壓增益為共模輸入電阻:與雙端輸入雙端輸出方式相同.（略）輸出電阻仍是:be

oicici

2R=

1

[r

+

2(1

+

b

)r

]=

vicRo

=

Rc1

=

Rc3.

單端輸入單端輸出方式的動態(tài)性能圖9.3.5

雙端輸入單端輸出方式RL綜上所述（1）輸入方式僅影響差模輸入信號和共模輸入信號的大?。ㄒ娛剑?.3.10），不影響差分放大電路的性能參數(shù)；（2）4種方式的輸入電阻相同；（3）電壓增益和輸出電阻則與輸出方式有關(guān)；單端輸出時，差模增益和輸出電阻是雙端輸出的一半。如圖vi1≠0和vi2=0，則是單端輸入單端輸出電路。輸入信號分解為差模信號（vid

=vi1）和共模信號（vic

=vi1/2）。因此，動態(tài)性能與雙端輸入單端輸出的動態(tài)性能相同，靜態(tài)工作點的計算亦相同，不再贅述。例9.2有源負載共射差放電路如圖(a)所示。試求電路的差模電壓增益、差模輸入電阻和輸出電阻的表達式。（略）i2r

2r=

vid

=

vidb1IO(a)rbe1rbe2rce2rbe3rbe4rce42βib1βib3βib4

βibib1ib2ib3ib4vid/2+-+-vid/2-ve≈0evo2(b)解：T1和T2作差放，T3和T4是T1和T2的有源負載，且T3和T4的集電極電流互為鏡像。當差模輸入時，差分對管的發(fā)射極交流電位近似為零。小信號等效電路如圖(b)。由于rbe遠遠小于rce，故2者并聯(lián)可忽略rce。由圖(b)得bebe2b

2vid2rbe1

bevid=

-

=

ib12ri

=

-b

4b

4be3b3be4

b

4be3

b3=

ir=

rbe4

ii

→

i=

rr

i2

+ββb1b1i

≈

iβib1

=

βib3

+

ib3

+

ib

4

→

ib

4

=rbe1rbe2rbe3rbe4rce4rce2

βib2βib1βib3ib1ib2ib3i

βib4b4+vid/2-+-vid/2-ve≈0evo2（b）id

bevdorvA=

b(rce2

//

rce4

)=

vo

2負載開路的差模電壓增益為bevidrβ(

rce2

//

rce4

)=vo

2

=

(

βib

4

-

βib2

)(

rce2

//

rce4

)=

(

ib1

-

ib

2

)β(

rce2

//

rce4

)上式說明，差模電壓增益等于半電路的電壓增益。雖然電路是單端輸出，但其電壓增益卻與雙端輸出的表達式相同。因此，有源負載將雙端輸出轉(zhuǎn)換為單端輸出，并保持增益表達式與雙端輸出相同。此外，有源負載的交流等效電阻大，可以有效地提高增益。beidiiR2

vidid

b1=

2

=

2r=

vidR差模輸入電阻為輸出電阻較大。rbe1rbe2rbe3rbe4rce4rce2

βib2βib1βib3βib4ib1ib2ib3ib4+vid/2-+-vid/2-ve≈0evo2（b）輸出電阻當輸入信號為零時，ib1=ib2=0，使ib4=0。所以，o

=

rce2

//

rce4圖9.3.9共射差分放大電路Si

i

I

ei

i(v

v

)

/Vv

/VC2

E2BE2

TI evBE1

/VTBE1

-

BE2

T

C1

?

E1

=

S

=

eOIOITC

2BE1

BE

21-v

)

/Ve(vBE1

-vBE

2

)

/VTiC1

=

1

+

e(v1

+

e(vBE1

-vBE

2

)

/VT=所以，i9.3

3共射差分放大電路的電壓傳輸特性(略講)當輸入信號大范圍變化時，不能用小信號模型分析晶體管的特性。而是利用晶體管的電流方程推導輸出電壓與輸入電壓的函數(shù)關(guān)系，即傳輸特性。由電路，得iC1

+

iC

2

?

iE1

+

iE

2

=

IO由BJT發(fā)射結(jié)的電流方程,并考慮到T1和T2特性一致，得圖9.3.9共射差分放大電路Rc

IOTTTBE1

BE

2BE1

BE

2BE1

BE

2-v

)

/

2V-v

)

/

2Ve(vBE1

-vBE

2

)

/

VT+

e-(ve(vBE1

-vBE

2

)

/

2VT

-

e-(vBE1

-vBE

2

)

/

2VTR

I

=

-+1

c

O

e(v-1=

-e(v

-v

)

/

VT2VBE1

BE

2v

-

vvO

=

-Rc

IOth￥￥+1

+

(

)12nm

=1( id

)2m

+1Tc

OTid1

vn

=1

(2n)!

2VTvid(2m

+1)!

2VT2Vvid=

-R

I2V

v

vO

=

-Rc

IOth再由電路，得vO

=

vC1

-

vC

2

=VCC

-

RciC1

-

(VCC

-

RciC

2

)

=

-Rc

(iC1

-

iC

2

)th(x)是非線性的雙曲正切函數(shù)。當輸入共模信號時，vBE1=vBE2。vO=0，即抑制共模信號。當輸入差模信號時，vBE1-vBE2=vid。由上式，得2id當v

<

VT

時，<

1T2V

4vidTcTidvidvO

2V2V?

-R

I由上式可繪出差分放大電路的傳輸特性曲線，如圖9.3.10的實線所示。忽略上式中的2次以上高次項，輸入輸出電壓近似為線性關(guān)系，即IOVTIE

IEVT

VT2VTIO

/

2=

b?

b

=

bvO

=

Rc

IOth因為rbe

=

rbb￠

+

(1

+

b

)idbeOrb

R?-

c

v所以，v-12

-10

-8

-6

-4

-20.40.202

4

6

8

10

121.00.80.6-0.2-0.4-0.6-0.8-1.0I

R

=10VO

e

T圖9.3.10

差放電路的傳輸特性電壓增益與使用小信號模型獲得的相同。id

T當v

>

4V

時，>

2id2VTvvid2

2=

26mV

=

13mV<

VT很窄。在室溫下，線性區(qū)約為th(2)≈1，傳輸特性曲線進入飽和區(qū)。綜上所述，差分放大電路的線性區(qū)-12

-10

-8

-6

-4

-20.40.202

4

6

8

10

120.80.61.0-0.2-0.4-0.6-0.8-1.0IORe=10VT圖9.3.10

差放電路的傳輸特性圖9.3.11

共射差分放大電路ReRe為了擴展線性區(qū)，可在差分對管的射極分別接入一個電阻，如圖

9.3.11所示。射極電阻對差模信號引入串聯(lián)負反饋，從而擴展線性區(qū)。如圖9.3.10的虛線所示。9.3

4共源差分放大電路（略）FET的柵極輸入電流近似為零，使FET差放電路的靜態(tài)輸入電流近似為零，動態(tài)輸入電阻很大。RD圖9.3.12 共源差分放大電路圖9.3.12

(a)是MOS管電路，圖(b)是JFET管電路。T1和T2為放大管；T3及其外圍元件組成是電流源電路，向T1和T2輸出恒定的靜態(tài)電流。參照BJT差放電路的分析方法，并考慮場效應管的特點，可以分析電路的性能，見表113.2。表9.3.2

共源差分放大電路的主要特性輸入輸出方式雙端輸入雙端輸出單端輸入雙端輸出雙端輸入單端輸出單端輸入單端輸出差模電壓增益A

=

vod

=

-g

(R

//

RL

)vd

v

m

D

2idA

=

vo1d

=

-

1

g

(R

//

R

)vd

v

2

m

D

Lid共模電壓增益0A

=

vo1c

=

-

gm

(RD

//

RL

)vc

v

1

+

2g

ric m

o共模抑制比∞KCMR

?

4

gm

ro輸出電阻Ro

=

2RDRo

=

RD差模輸入電阻∞共模輸入電阻∞備注ro是電流源的輸出電阻補充：反饋組態(tài)判斷舉例（交流）電壓并聯(lián)負反饋9.4

功率放大電路（5）電路分析方法9.4.1

功率放大電路概述1.

功率放大電路的概念及其一般問題能夠向負載提供足夠信號功率的放大電路稱功率放大電路，或功率放大器，簡稱為功放。由于功率放大器的輸出電壓幅度和輸出電流幅度都很大，才能向負載提供足夠的功率。這就產(chǎn)生了一些特殊問題。（1）功放管工作在接近極限狀態(tài)（2）非線性失真較大（3）功率轉(zhuǎn)換效率輸出信號功率源自直流電源發(fā)出的功率，前者與后者比值的百分數(shù)稱為功率轉(zhuǎn)換效率。（4）功放管的散熱和保護

加散熱片和過流保護。采用圖解法分析電路(因為工作在大信號狀態(tài))。（d）丙類（c）甲乙類0π2πωtiCiCCEQ

vICEO0θ=πiC0Cωtθ>ππ2πiCv

ICEQICEO0θ<πωtπ

2πiCiCI

QCEO

0

vCE

0iCvCEiCωt0Q（VCE，IC）ICπ2πθ=2πICEO0斜率為-1/R’L最大靜態(tài)損耗最大信號功率根2據(jù).功功率放放管大的電導路通的角類大型小，功放電路分為甲類、乙類、甲乙類、丙類和丁類等。（a）甲類若功放管工作在開關(guān)狀態(tài)，即飽和或截止狀態(tài)，則稱丁類放大。合適的靜態(tài)工作點（b）乙類不設置靜態(tài)工作點不合適的靜態(tài)工作點晶體管消耗的平均功率為00001L

cC

CELCEcCL

cCEcCceCECE

CT=

I

V

-

R'

I

2=(V

-

R'

i

)(I(V

+

v

)(IP

=

12p2p2p2p(V

-

R'

2I

sin

wt)(I

+

2I

sin

wt)dwtc

C

c2p+

i

)dwt=2p1+

i

)dwt2pv

i

dwt

=

12p3.提高效率的主要途徑晶體管的靜態(tài)損耗等效負載獲得的信號功率因此，提高功放電路效率的途徑是減小功放管的管耗。L+VCCvo+viT1T2ioiC19.4.2

乙類OCL功率放大電路R

vo/V00viωtπ

2πT1放大T2放大iC2

_

0-VCC

ωt（a）電路

（b）輸入輸出理想波形1.電路組成和工作原理圖(a)負載與放大電路是直接耦合，輸出端無電容，故稱為

OCL（Output

Capacitor-Less）功率放大電路，簡稱OCL電路。設T1、T2特性一致當vi=0時，T1和T2截止，vo=0。在vi的正半周，T2

截止；T1放大。為NPN管射極輸出器，故vo=vi。在vi的負半周，T1截止；T2放大，為PNP管射極輸出器，故vo=vi?？梢?，2管輪流工作半個周期（互補），組合為一個射極輸出器（互補射極輸出器），消除了單個乙類射極輸出器的失真。電路因此命名為乙類互補對稱功率放大電路。L

C1CCCE

2v=

-V

-

R

ivCE1

=

VCC

-

RLiC1將2個坐標系在靜態(tài)工作點處對接。因為T1和T2特性一致，所以，2個交流負載線互為延長線，如圖所示。2.圖解分析在信號的正半周，T1工作，由電路得交流負載線方程其交流負載線，如圖II區(qū)所示。+VCCvo+vi-VCC（a）電路T1T2ioiC1iC2在T1的輸出特性上做出交流負載線，通過靜態(tài)工作點（VCC，0），如圖I區(qū)所示。在信號的負半周，T2工作，由電路得交流負載線方程iC10ABVomωt-vCE2CE1iC1-iC2-|

VCES2|VCES10ωt-1/RLVommioⅠ區(qū)Ⅱ區(qū)VCC/RL-iC2voV

/RCC

L00IomQ(VCC，0)

v最大信號功率L

LommR

RI=

Vomm

?

VCC

-VCESVCE1m

=VCE2m

=2VCC

-VCES最大不失真輸出電壓幅度、最大不失真輸出電流幅度和最大集射電壓：Vomm=

Vcemm=VCC-VCES-VCCCC+_voviT1T2io+ViC1iC20iC1ABVomvoωt-vCE2CE1iC1-iC2-|

VCES2|VCES10ωt-1/RLVommvCE1

=

VCC

-

RLiC1ioⅠ區(qū)Ⅱ區(qū)VCC/RL-iC2VCC/RL00IomQ(VCC，0)

v最大信號功率vo

=

2Vo

sinwt

=

Vom

sinwtL

Lo

ooVRV2

R22

o

=

om

P

=

V

I

=2

RL

2

RL

2

RL2)

2V

2(V

-

V

V=

omm

=

CC

CES

?

CC

LLCCLVRVCC

RvopRppVp2p2p000CC

C1Vom

sinwt

dwt

=

2VCCVomdwt

=

1pV

i dwt

=

2P

=

2（2）直流電源提供的功率PV和功率轉(zhuǎn)換效率η忽略基極回路的電流，電源VCC發(fā)出的電流等于的集電極電流，也等于負載電流。所以，電源VCC和-VCC發(fā)出的平均功率為3.電路的性能參數(shù)設輸入是正弦電壓，則輸出亦是與輸入同相的正弦電壓，即最大輸出平均功率為

Pom（1）輸出功率+VCC+_vovi-VCCT1T2ioiC1iC2LCC

omVpR2V

VP

=pRL2V

2PVm

?

CC

=

pV

om4V

CCh

=

PoPV電源發(fā)出的最大平均功率為最大效率為4maxh

=

p

=

78.5%功率轉(zhuǎn)換效率定義為輸出功率與電源提供的直流功率之比，即CC+_vovi-VCCT1T2io+ViC1iC2Pom2

RL2

RL2

RL2)

2V

2(V

-

V

V=

omm

=

CC

CES

?

CC

4LV

oV

21

V

VR(

CC om

-

om

)(P

-

P

)

=PT

1

=

PT

2

=pomL2R2V

2T

2

mT

1m CC

=

0.2PP

=

P

=p

2根據(jù)功率守恒原則，電源發(fā)出的功率PV等于輸出功率和T1、T2管的損耗PT1、PT2之和。故單管管耗為CCom

CC=

0.6VV

=

2

Vp代入（9.4.7）式，得最大管耗（3）功放管的損耗：最大管耗當Vom使以下方程成立時，管耗最大( CC

-

om

)

=

0

T

1

=

(

CC om

-

om

)

=V

VV

2?P

?

1

V

V

14

RL

p

2?Vom

?Vom

RL

p解得（9.4.7）LCC

omVpR2V

VP

=電源發(fā)出的平均功率輸出功率L

LVVR

2

R2

2

o

=

om

Po

=

V

o

I

o

=RILCM=

(1.5

~

2)V

CC(4)功放管的選擇主要根據(jù)功放管實際工作時的最大集電極電流、最大集射電壓和最大功耗選擇功放管。①集電極最大允許電流ICM考慮留有一定的余量，選擇②最大反向電壓V（BR）CEOV(BR)CEO=（1.5~2）×（2VCC）③最大管耗PTm考慮留有一定的余量，選擇

PCM=（1.5~2）×（0.2Pom）（9.4.10）（9.4.11）（9.4.12）（2）功放管的選擇應根據(jù)式（9.4.10）、（9.4.11）和（9.4.12），得+VCC+_vovi-VCC9.4.2（a）電路T1T2ioiC1iC2RLVV

VCCLCESCC(-()-

2)22=2R

2·8由

Pom

==12W

，得CCV

=16V例9.1電路如圖9.4.2所示，已知RL=8Ω，功放管的飽和壓降為2V。試問（1）要獲得12W的最大功率輸出，則電源電壓至少為多少伏？（2）選擇此時功放管的型號。（3）當輸入電壓幅值Vim=8V時，負載獲得的最大功率為多少？解：（1）求電源電壓IR

LCCCM≈

3

A8=

1

.5

·

16=

1

.5

VV(BR)CEO=1.5×(2VCC)=

1.5×2×16=48VPT1m=1.5×(0.2Pom)=0.3×12W=3.6W查晶體管手冊，選擇3DD57B，其集電極最大電流為3A,最大管壓降為50V,最大功耗為10W，符合要求。與單管射極輸出器一樣，互補射極輸出器的電壓增益近似等于1。當Vim=8V時，Vom=Vim=8V，輸出功率82=

4W==2

R

2

·8V

2PLo

om

可見，功放電路的輸出功率除了取決于功放電路自身參數(shù)外，還與輸入電壓的幅度是否足夠大有關(guān)。+VCCvvi-VCC9.4.2（a）電路T1T2ioiC1iC2o+RL_（3）求Vim=8V時，負載獲得的最大功率RL++_vovi++VCCVCC/2T1vT2EC9.4.3

乙類OTL電路和乙類BTL電路圖9.4.4

（a）

OTL

電路1．乙類OTL電路：單電源OTL電路：負載與放大電路電容耦合，輸出端無變壓器，故稱為

OTL（Output

Transformer-Less）功率放大電路，簡稱OTL電路。功率管工作在乙類狀態(tài)，靜態(tài)偏置使發(fā)射極電位和電容電壓等于半電源電壓：i

2

1在v

的正半周，T

截止；T

工作在放大狀態(tài)，vo=vi，并且電容充電。i

1

2在v

的負半周，T

截止；T

導通，電容放電（其等效為一個VCC/2的電源）使T2工作在放大狀態(tài)，vo=vi。每個射極輸出器輪流工作半個周期，負載獲得完整的正弦電壓。因為功率放大電路的負載電阻很小，為了保證可靠的信號耦合，輸出電容容量必須很大。RL+_vo+vi++VCCVCC/2T1vT2EC圖9.4.4

（a）

OTL電路在OCL電路的全部參數(shù)計算表達式中，用VCC/2替換VCC就得到OTL電路的全部參數(shù)計算表達式。OTL電路的缺點低頻響應差，輸出電容容量很大。OTL電路參數(shù)計算動態(tài)時，vo1=vi，vo2=-vi，vo=vo1-vo2=2

vi。在相同的電源電壓時，輸出功率是OTL電路的

4倍，而與OCL電路相同。2．乙類BTL電路（略）圖9.4.4

（b）

BTL

電路RL+

vo

-T1T2T3T4vi+VCC/2i

CC-v

+V

/2vo1vo2在圖（b）中，T1和T2、T3和T4各形成一個互補射極輸出器，負載跨接在2個輸出之間，輸出端無變壓器。要求T1、T2、T3和T4的特性一致（組成平衡電橋），2個互補射極輸出器輸入信號相位相反，故稱為BTL（BalancedTransformer-Less）功率放大電路，簡稱BTL電路。靜態(tài)時，各管集電極電流為零，功率管工作在乙類狀態(tài)，發(fā)射極電位等于半電源電壓，vo=0。+VCC9.4.4甲乙類互補對稱功率放大電路1．乙類功率放大電路存在的問題前述的OCL、OTL和BTL電路統(tǒng)稱為乙類互補對稱功率放大電路。其特點是輸出功率大，效率高，輸出電阻小，帶負載能力強圖9.4.5

復合管乙類OCL電路+VCC+RL_vovi-VCCT1T2io+VCCRL_vovi-VCCTT21ioT3+。但還存在下述問題：(1)要求輸入電壓幅度大(2)功率管的對稱性要求NPN和PNP功放管的特性一致。由于制造工藝的限制，很難實現(xiàn)?？捎脧秃瞎芙M成PNP管（或NPN管），如圖9.4.5所示。(3)交越失真vi交越失真ov

/VVth0-Vthωt+RL_vi-VCC（a）電路

（b）交越失真的波形圖9.4.5

乙類互補對稱電路的交越失真+VCCT1voT2ωt克服交越失真的方

法是適當增加靜態(tài)電流，使功率管工作在甲乙類狀態(tài)（微導通），組成甲乙類互補對稱功率放大電路。在過零處，輸出電壓與輸入電壓的波形不同，出現(xiàn)失真，稱為交越失真。放電甲乙類OTL電圖9.4.6路RL+vo_vi+VCC充電R3RPR4D1T1T2KiC1vC1+_1+

CT3D2iB2iB1Ib1b2R22．甲乙類OTL電路（OTL單電源；OCL：雙電源）T1和T2是功率輸出級，二極管D1和D2是其靜態(tài)偏置電路；T3、R3及:功率輸出級的前置放大電路。靜態(tài)時，+VCC、D1、D2、T3、R4和地組成的直流通路使二極管微導通，在功率管T1和T2的基極之間產(chǎn)生電壓V =V

+VB1B2

D1

D2P

B1B2調(diào)整電位器R

，使V

略大于T1和T2的發(fā)射結(jié)開啟電壓之和，則使兩管都處于甲乙類工作狀態(tài)，

C

R同時，使K點電位為半電源電壓CC（V

/2）。P

1此外，R和R引入交直流負反饋，穩(wěn)定靜態(tài)工作點，減小非線性失真。1vfRR2.

A

=

(1+

f

)

=10omax(V

-

0)2R

2R

2RV

2

V

23.

PL

L

L=

o

=

om

=

CC

=14W補充題1、(10分)在圖4所示電路中，Rf為反饋元件，設三極管飽和管壓降為0V。1.為穩(wěn)定輸出電壓vO，正確引入負反饋，畫出連線圖，說明引入的反饋組態(tài)；2.若使閉環(huán)電壓增益Avf

=10，確定Rf

=？3.求最大不失真輸出電壓功率Pomax

=？以及最大不失真輸出功率時的輸入電壓幅值為多少？1.圖示為引入電壓串聯(lián)負反饋，不可以引入電壓并聯(lián)負反饋。（正反饋）fR

=90kW最大輸出時Vom

=VCC

-0=AvfVimVim

=1.5V圖4R210

kWR1V1(+15

V)(－15

V)vOV1V2+v-I+_R3RLR4－VCC+VCC20

kW20

kWV2Rf+8A

+10

kW補充題2、計算題（15分）在圖示電路中，T3和T5的飽和壓降為|VCES|=2V，導通時|VBE|=0.6V，VCC=18V，RL=4Ω，輸入電壓足夠大。試解：1.靜態(tài)時A、B、K點的電位各為多少？D1、D2中任意一個開路，可能會產(chǎn)生什么后果？T5、T4復合后管子為什么類型？4、電路的最大輸出功率Pom和效率η各為多少？VK

=

VCC

/

2

=

9V（1）

VA

=

VK

+

2Vth

=10V

VB

=

VK

-Vth

=

8.5V補充題2、計算題（15分）在圖示電路中，T3和T5的飽和壓降為|VCES|=2V，導通時|VBE|=0.6V，VCC=18V，RL=4Ω，輸入電壓足夠大。試解：1.靜態(tài)時A、B、K點的電位各為多少？D1、D2中任意一個開路，可能會產(chǎn)生什么后果？T5、T4復合后管子為什么類型？4、電路的最大輸出功率Pom和效率η各為多少？靜態(tài)時，T2、T3可能飽和；動態(tài)時，在輸出信號的正半周，

T4、T5導通，電源兩端形成低阻通路，電流大，可能損壞T2或T3或T4或T5。T5、T4復合后管子PNP型補充題2、計算題（15分）在圖示電路中，T3和T5的飽和壓降為|VCES|=2V，導通時|VBE|=0.6V，VCC=18V，RL=4Ω，輸入電壓足夠大。試解：1.靜態(tài)時A、B、K點的電位各為多少？D1、D2中任意一個開路，可能會產(chǎn)生什么后果？T5、T4復合后管子為什么類型？4、電路的最大輸出功率Pom和效率η各為多少？)2omL2R4(VCC

/

2)(V

/

2

-VP

=

CC

CES

=

6.125W最大效率為:h

=p

(VCC

/2

-VCES

)=61%圖9.4.7

集成音頻功率放大器LM386原理電路圖T2T1T3T4T5T6T7T9T10D1D2T8R1R2R4R5R6R7同相輸入端增益調(diào)節(jié)vo反相輸入端7

旁路I19.4.5

集成功率放大器（略）分類：按工作頻率，集成功率放大器可分為集成低頻功放（或音頻功放）、集成高頻功放和集成寬帶功放；按電路結(jié)構(gòu)，分為集成OCL功放、集成OTL功放和集成BTL功放等。

下面介紹集成功率放大器LM386。R3LM386是單電源供電(VS)，屬于OTL功放，輸出信號采用電容耦合。T1、T2

、T3和T4組成復合管共射極差分放大電路；T5和T6是鏡像電流源，作差放的有源負載，實現(xiàn)雙端輸出到單端輸出的轉(zhuǎn)換；T6和電流源I1組成有源負載共射放大電路；圖9.4.7

集成音頻功率放大器LM386原理電路圖T2T1T3T4T5T6T7T9T10D1D2T8R1R2R3R4R5R6R7同相輸入端增益調(diào)節(jié)vo反相輸入端7

旁路I1T8和T9等效為一個PNP管，與T10組成互補射極輸出器，D1和D2是它的偏置電路，使功放管工作在甲乙類狀態(tài)，消除交越失真。應用瞬時極性法，3端輸入信號與5端輸出信號同相，是同相輸入端；而1端輸入信號與5端輸出信號反相，是反相輸入端。圖9.4.7

集成音頻功率放大器LM386原理電路圖T