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第6章 PWM控制技術,引言 6.1 PWM控制的基本原理 6.2 PWM逆變電路及其控制方法 6.3 PWM跟蹤控制技術 6.4 PWM整流電路及其控制方法 本章小結,第6章 PWM控制技術 引言,PWM (Pulse Width Modulation)控制就是 脈寬調制技術：即通過對一系列脈沖的寬度進行調制，來等效的獲得所需要的波形（含形狀和幅值)。 第3、4章已涉及到PWM控制，第3章直流斬波電路采用的就PWM技術；第4章的4.1斬控式調壓電路和4.4矩陣式變頻電路都涉及到了。,第6章 PWM控制技術 引言,PWM控制的思想源于通信技術，全控型器件的發(fā)展使得實現PWM控制變得十分容易。 PWM技術的應用十分廣泛，它使電力電子裝置的性能大大提高，因此它在電力電子技術的發(fā)展史上占有十分重要的地位。 PWM控制技術正是有賴于在逆變電路中的成功應用，才確定了它在電力電子技術中的重要地位?，F在使用的各種逆變電路都采用了PWM技術，因此，本章和第5章（逆變電路）相結合，才能使我們對逆變電路有完整地認識。,6.1 PWM控制的基本思想,1）重要理論基礎面積等效原理,沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時，其效果基本相同。,6.1 PWM控制的基本思想,b),圖6-2 沖量相等的各種窄脈沖的響應波形,具體的實例說明“面積等效原理”,a）,e (t)電壓窄脈沖，是電路的輸入 。 i (t)輸出電流，是電路的響應。,6.1 PWM控制的基本思想,如何用一系列等幅不等寬的脈沖來代替一個正弦半波,6.1 PWM控制的基本思想,若要改變等效輸出正弦波幅值，按同一比例改變各脈沖寬度即可。,SPWM波,如何用一系列等幅不等寬的脈沖來代替一個正弦半波,6.1 PWM控制的基本思想,對于正弦波的負半周，采取同樣的方法，得到PWM波形，因此正弦波一個完整周期的等效PWM波為：,根據面積等效原理，正弦波還可等效為下圖中的PWM波，而且這種方式在實際應用中更為廣泛。,6.1 PWM控制的基本思想,2) PWM波形,6.1 PWM控制的基本思想,PWM波大部分是電壓波，也有電流波。 電流型逆變電路進行PWM控制，得到的就是 PWM電流波。,6.2 PWM逆變電路及其控制方法,目前中小功率的逆變電路幾乎都采用PWM技術。 逆變電路是PWM控制技術最為重要的應用場合。 本節(jié)內容構成了本章的主體。 PWM逆變電路也可分為電壓型和電流型兩種，目前實用的PWM逆變電路幾乎都是電壓型電路。,6.2 PWM逆變電路及其控制方法,6.2.1 計算法和調制法 6.2.2 異步調制和同步調制 6.2.3 規(guī)則采樣法 6.2.4 PWM逆變電路的諧波分析 6.2.5 提高直流電壓利用和減少開關次數 6.2.6 PWM逆變電路的多重化,6.2.1 計算法和調制法,1）計算法,根據正弦波頻率、幅值和半周期內的脈沖數，準確計算PWM波各脈沖寬度和間隔，據此控制逆變電路開關器件的通斷，就可得到所需PWM波形。 本法較繁瑣，當輸出正弦波的頻率、幅值或相位變化時，結果都要變化。,2）調制法 把希望輸出的波形作為調制信號，把接受調制的信號作為 載波，通過信號波的調制得到所期望的PWM波形。通常采用 等腰三角形或鋸齒波作為載波，期中等腰三角形應用最多。 因為等腰三角形上任一點的水平寬度和高度成線性關系且左 右對稱，當它與任何一個平緩變化的調制信號波相交時，如 果在交點時刻對電路中開關器件的通斷進行控制，就可以得到 寬度正比于信號波幅值的脈沖，這正好符合PWM控制的要求。,6.2.1 計算法和調制法,工作時V1和V2通斷互補，V3和V4通斷也互補。 以uo正半周為例，V1通，V2斷，V3和V4交替通斷。 負載電流比電壓滯后，在電壓正半周，電流有一段區(qū)間為正，一段區(qū)間為負。 負載電流為正的區(qū)間，V1和V4導通時，uo等于Ud 。,圖64 單相橋式PWM逆變電路,在調制信號波為正弦波時，所得到的就是SPWM波形，這種情況應用最廣，本節(jié)主要介紹這種控制方波。 結合IGBT單相橋式電壓型逆變電路對調制法進行說明。,(1) 電路工作原理,6.2.1 計算法和調制法,圖64 單相橋式PWM逆變電路,V4關斷時，負載電流通過V1和VD3續(xù)流，uo=0 負載電流為負的區(qū)間， V1和V4仍導通，io為負，實際上io從VD1和VD4流過，仍有uo=Ud 。 V4關斷V3開通后，io從V3和VD1續(xù)流，uo=0。 uo總可得到Ud和零兩種電平。 uo負半周，讓V2保持通，V1保持斷，V3和V4交替通斷，uo可得-Ud和零兩種電平。,6.2.1 計算法和調制法,(2）調制原理,ur正半周，V1保持通，V2保持斷。 當uruc時使V4通，V3斷，uo=Ud 。 當uruc時使V4斷，V3通，uo=0 。 這樣就在負載端得到了SPWM波形u0。 ur負半周，分析方法同上。 上述PWM波只在單個極性范圍內變化稱單極性PWM控制方式。,設調制信號ur為正弦波；載波信號uc為三角波。 利用ur和uc的交點時刻控制IGBT的通斷。,6.2.1 計算法和調制法,3）雙極性PWM控制方式（單相橋逆變）,在ur的半個周期內，三角波載波不再是單極性，而是有正有負，所得PWM波也有正有負，其幅值只有Ud兩種電平。 ur正負半周，對各開關器件的控制規(guī)律相同。,當ur uc時，給V1和V4導通信號，給V2和V3關斷信號。 如io0，V1和V4通，如io0，VD2和VD3通，uo=-Ud 。,圖6-6 雙極性PWM控制方式波形,和單極性PWM控制方式對應，也是在ur和uc的交點時刻控制IGBT的通斷。,6.2.1 計算法和調制法,對照上述兩圖可以看出，單相橋式電路既可采取單極性調制，也可采用雙極性調制，由于對開關器件通斷控制的規(guī)律不同，它們的輸出波形也有較大的差別。,6.2.1 計算法和調制法,4）雙極性PWM控制方式（三相橋逆變）,圖6-7 三相橋式PWM型逆變電路,圖6-7 三相橋式PWM型逆變電路,圖6-8 三相橋式PWM逆變電路波形,下面以U相為例分析控制規(guī)律：,當urUuc時，給V1導通信號，給V4關斷信號，uUN=Ud/2。 當urUuc時，給V4導通信號，給V1關斷信號，uUN=-Ud/2。 當給V1(V4)加導通信號時，可能是V1(V4)導通，也可能是VD1(VD4)導通。 uUN、uVN和uWN的PWM波形只有Ud/2兩種電平。 uUV波形可由uUN-uVN得出，當1和6通時，uUV=Ud，當3和4通時，uUV=Ud，當1和3或4和6通時，uUV=0。,6.2.1 計算法和調制法,圖6-7 三相橋式PWM型逆變電路,圖6-8 三相橋式PWM逆變電路波形,輸出線電壓PWM波由Ud和0三種電平構成 負載相電壓PWM波由(2/3)Ud、(1/3)Ud和0共5種電平組成。 防直通的死區(qū)時間 同一相上下兩臂的驅動信號互補，為防止上下臂直通而造成短路，留一小段上下臂都施加關斷信號的死區(qū)時間。 死區(qū)時間的長短主要由開關器件的關斷時間決定。 死區(qū)時間會給輸出的PWM波帶來影響，使其稍稍偏離正弦波。,6.2.1 計算法和調制法,5）特定諧波消去法 (Selected Harmonic Elimination PWMSHEPWM),這是計算法中一種較有代表性的方法。 輸出電壓半周期內，器件通、斷各3次（不包括0和），共6個開關時刻可控。 為減少諧波并簡化控制，要盡量使波形對稱。,6.2.1 計算法和調制法,其次，為消除諧波中余弦項，應使波形在正半周期內前后1/4周期以/2為軸線對稱 (6-2),同時滿足式（6-1）、（6-2）的波形稱為四分之一周期對稱波形，用傅里葉級數表示為 (6-3) 式中，an為,6.2.1 計算法和調制法,先根據需要確定a1的值，再令兩個不同的an=0(n=3,5,7)，就可建三個方程，聯立求得a1、a2和a3 。,圖6-9 特定諧波消去法的輸出PWM波形,消去兩種特定頻率的諧波,6.2.1 計算法和調制法,在三相對稱電路的線電壓中，相電壓所含的3次諧波相互抵消。 可考慮消去5次和7次諧波，得如下聯立方程：,給定a1，解方程可得a1、a2和a3。a1變，a1、a2和a3也相應改變。,（65）,6.2.1 計算法和調制法,一般在輸出電壓半周期內，器件通、斷各k次，考慮到PWM波四分之一周期對稱，k個開關時刻可控，除用一個自由度控制基波幅值外，可消去k1個頻率的特定諧波。 k的取值越大，開關時刻的計算越復雜。 除計算法和調制法外，還有跟蹤控制方法，在6.3節(jié)介紹。,6.2.2 異步調制和同步調制,根據載波和信號波是否同步及載波比的變化情況，PWM調制方式分為異步調制和同步調制。,通常保持fc固定不變，當fr變化時，載波比N是變化的 在信號波的半周期內，PWM波的脈沖個數不固定，相位也不固定，正負半周期的脈沖不對稱，半周期內前后1/4周期的脈沖也不對稱。 當fr較低時，N較大，一周期內脈沖數較多，脈沖不對稱產生的不利影響都較小。 當fr增高時，N減小，一周期內的脈沖數減少，PWM脈沖不對稱的影響就變大。,6.2.2 異步調制和同步調制,2） 同步調制,載波信號和調制信號保持同步的調制方式，當變頻時 使載波與信號波保持同步，即N等于常數。,基本同步調制方式，fr變化時N不變，信號波一周期內輸出脈沖數固定。 三相電路中公用一個三角波載波，且取N為3的整數倍，使三相輸出對稱。 為使一相的PWM波正負半周鏡對稱，N應取奇數。 fr很低時，fc也很低，由調制帶來的諧波不易濾除。 fr很高時，fc會過高，使開關器件難以承受。,6.2.2 異步調制和同步調制,3）分段同步調制 異步調制和同步調制的綜合應用。,把整個fr范圍劃分成若干個頻段，每個頻段內保持N恒定，不同頻段的N不同。 在fr高的頻段采用較低的N，使載波頻率不致過高；在fr低的頻段采用較高的N，使載波頻率不致過低。這樣fc大約在1.42.0kHz之間。,為防止fc在切換點附近來回跳動，采用滯后切換的方法。 同步調制比異步調制復雜，但用微機控制時容易實現。,圖6-11 分段同步調制方式舉例,另外，可在低頻輸出時采用異步調制方式，高頻輸出時切換到同步調制方式，這樣把兩者的優(yōu)點結合起來，和分段同步方式效果接近。,實線表示輸出頻率增高時的切換頻，虛線表示輸出頻率降低時的切換頻，前者略高于后者形成滯后切換,6.2.3 規(guī)則采樣法,1）自然采樣法： 按照SPWM控制的基本原理，在正弦波和三角波的交點時刻生成的PWM波的方法，其求解復雜，工程應用不多。,2）規(guī)則采樣法 工程實用方法，效果接近自然采樣法，計算量小得多。,6.2.3 規(guī)則采樣法,三角波兩個正峰值之間為一個采樣周期Tc 。 自然采樣法中，脈沖中點不和三角波(負峰點)重合。 規(guī)則采樣法使兩者重合，使計算大為簡化。 如圖所示確定A、B點，在tA和tB時刻控制開關器件的通斷。 脈沖寬度d 和用自然采樣法得到的脈沖寬度非常接近。,規(guī)則采樣法原理,6.2.3 規(guī)則采樣法,規(guī)則采樣法計算公式推導,正弦調制信號波,6.2.3 規(guī)則采樣法,3）三相橋逆變電路的情況,6.2.4 PWM逆變電路的諧波分析,使用載波對正弦信號波調制，會產生和載波有關的諧波分量。 諧波頻率和幅值是衡量PWM逆變電路性能的重要指標之一。 分析以雙極性SPWM波形為準。 同步調制可看成異步調制的特殊情況，故只分析異步調制方式。 分析方法 以載波周期為基礎，再利用貝塞爾函數推導出PWM波的傅里葉級數表達式。 盡管分析過程復雜，但結論簡單而直觀(見頻譜圖)。,6.2.4 PWM逆變電路的諧波分析,c,+,k,r,),圖6-13，不同a時單相橋式PWM逆變電路輸出電壓頻譜圖。,1）單相的分析結果,PWM波中不含低次諧波，只含wc 、2wc 、3wc及其附近的諧波，幅值最高影響最大的是角頻率wc的諧波分量。,圖6-13 單相PWM橋式逆變電路輸出電壓頻譜圖,6.2.4 PWM逆變電路的諧波分析,2）三相的分析結果,輸出線電壓中的諧波角頻率為,式中，n=1,3,5,時，k=3(2m1)1，m=1,2,； n=2,4,6,時，,6.2.4 PWM逆變電路的諧波分析,三相和單相比較，共同點是都不含低次諧波，一個較顯著的區(qū)別是載波角頻率wc整數倍的諧波沒有了，諧波中幅值較高的是wc2wr和2wcwr。 SPWM波中諧波主要是角頻率為wc、2wc及其附近的諧波，很容易濾除。 當調制信號波不是正弦波時，諧波由兩部分組成：一部分是對信號波本身進行諧波分析所得的結果，另一部分是由于信號波對載波的調制而產生的諧波。后者的諧波分布情況和SPWM波的諧波分析一致。,諧波分析小結,6.2.5 提高直流電壓利用率和減少開關次數,直流電壓利用率逆變電路輸出交流電壓基波最大幅值U1m和直流電壓Ud之比。 提高直流電壓利用率可提高逆變器的輸出能力。 減少器件的開關次數可以降低開關損耗。 正弦波調制的三相PWM逆變電路，調制度a為1時，輸出線電壓的基波幅值為 ，直流電壓利用率為0.866，實際還更低。 梯形波調制方法的思路 采用梯形波作為調制信號，可有效提高直流電壓利用率。 當梯形波幅值和三角波幅值相等時，梯形波所含的基波分量幅值更大。,6.2.5 提高直流電壓利用率和減少開關次數,圖6-15 梯形波為調制信號的PWM控制,1）梯形波調制方法的原理及波形,梯形波的形狀用三角化率 s =Ut/Uto描述，Ut為以橫軸為底時梯形波的高，Uto為以橫軸為底邊把梯形兩腰延長后相交所形成的三角形的高。 s =0時梯形波變?yōu)榫匦尾ǎ瑂 =1時梯形波變?yōu)槿遣ā?梯形波含低次諧波，PWM波含同樣的低次諧波。 低次諧波（不包括由載波引起的諧波）產生的波形畸變率為d 。,6.2.5 提高直流電壓利用率和減少開關次數,圖6-16，d 和U1m /Ud隨s 變化的情況。,圖6-17，s 變化時各次諧波分量幅值Unm和基波幅值U1m之比。,2）線電壓控制方式,6.2.5 提高直流電壓利用率和減少開關次數,對兩個線電壓進行控制，適當地利用多余的一個自由度來改善控制性能。 目標使輸出線電壓不含低次諧波的同時盡可能提高直流電壓利用率，并盡量減少器件開關次數。 直接控制手段仍是對相電壓進行控制，但控制目標卻是線電壓 相對線電壓控制方式，控制目標為相電壓時稱為相電壓控制方式。,鞍形波的基波分量幅值大。 除疊加3次諧波外，還可疊加其他3倍頻的信號，也可疊加直流分量，都不會影響線電壓。,6.2.5 提高直流電壓利用率和減少開關次數,3）線電壓控制方式舉例,（疊加3倍次諧波和直流分量）,疊加up，它既包含3倍次諧波，也包含直流分量，up大小隨正弦信號的大小而變化。 設三角波載波幅值為1，三相調制信號的正弦分量分別為urU1、urV1和urW1，并令 (6-12) 則三相的調制信號分別為,6.2.5 提高直流電壓利用率和減少開關次數,不論urU1、urV1和urW1幅值的大小，urU、urV、urW總有1/3周期的值和三角波負峰值相等。在這1/3周期中，不對調制信號值為-1的相進行控制，只對其他兩相進行控制，這種控制方式稱為兩相控制方式 。 優(yōu)點 （1）在1/3周期內器件不動作，開關損耗減少1/3。 （2）最大輸出線電壓基波幅值為Ud，直流電壓利用率 提高。 （3）輸出線電壓不含低次諧波，優(yōu)于梯形波調制方式。 缺點 控制復雜,6.2.6 PWM逆變電路的多重化,PWM多重化逆變電路，一般目的：提高等效開關頻率、減少開關損耗、減少和載波有關的諧波分量 PWM逆變電路多重化聯結方式有變壓器方式和電抗器方式,輸出端相對于直流電源中點N 的電壓uUN=(uU1N+uU2N)/2, 已變?yōu)閱螛O性PWM波,6.2.6 PWM逆變電路的多重化,輸出線電壓共有0、(1/2)Ud、Ud五個電平，比非多重化時諧波有所減少。 電抗器上所加電壓頻率為載波頻率，比輸出頻率高得多，只要很小的電抗器就可以了。 輸出電壓所含諧波角頻率仍可表示為nwc+kwr，但其中n為奇數時的諧波已全被除去，諧波最低頻率在2wc附近，相當于電路的等效載波頻率提高一倍。,圖6-21 二重PWM型逆變電路輸出波形,6.3 PWM跟蹤控制技術,6.3.1 滯環(huán)比較方式 6.3.2 三角形比較方式,6-47,6.3 PWM跟蹤控制技術,PWM波形生成的第三種方法跟蹤控制方法。 把希望輸出的波形作為指令信號，把實際波形作為 反饋信號，通過兩者的瞬時值比較來決定逆變電路 各開關器件的通斷，使實際的輸出跟蹤指令信號 變化。 常用的有滯環(huán)比較方式和三角波比較方式。,6.3.1 滯環(huán)比較方式,1) 采用滯環(huán)比較方式的PWM電路跟蹤控制。,圖6-22 滯環(huán)比較方式電流跟蹤控制舉例,基本原理 把指令電流i*和實際輸出電流i的偏差i*-i作為滯環(huán)比較器的輸入。 V1（或VD1）通時，i增大 V2（或VD2）通時，i減小 通過環(huán)寬為2DI的滯環(huán)比較器的控制，i就在i*+DI和i*-DI的范圍內，呈鋸齒狀地跟蹤指令電流i*。,6.3.1 滯環(huán)比較方式,2) 三相的情況,圖6-25 三相電流跟蹤型PWM逆變電路輸出波形,圖6-24 三相電流跟蹤型PWM逆變電路,6.3.1 滯環(huán)比較方式,3) 采用滯環(huán)比較方式的電流跟蹤型PWM變流電路有如下特點。,（1）硬件電路簡單。 （2）實時控制，電流響應快。 （3）不用載波，輸出電壓波形中不含特定頻率的諧波。 （4）和計算法及調制法相比，相同開關頻率時輸出電流 中高次諧波含量多。 （5）屬于閉環(huán)控制，是各種跟蹤型PWM變流電路的共同特點。,6.3.1 滯環(huán)比較方式,4) 采用滯環(huán)比較方式實現電壓跟蹤控制 把指令電壓u*和輸出電壓u進行比較，濾除偏差信號中的諧波，濾波器的輸出送入滯環(huán)比較器，由比較器輸出控制開關器件的通斷，從而實現電壓跟蹤控制。,圖6-26 電壓跟蹤控制電路舉例,6.3.1 滯環(huán)比較方式,和電流跟蹤控制電路相比，只是把指令和反饋信號從電流變?yōu)殡妷骸?輸出電壓PWM波形中含大量高次諧波，必須用適當的濾波器濾除。 u*0時，輸出電壓u為頻率較高的矩形波，相當于一個自勵振蕩電路。 u*為直流信號時，u產生直流偏移，變?yōu)檎撁}沖寬度不等，正寬負窄或正窄負寬的矩形波。 u*為交流信號時，只要其頻率遠低于上述自勵振蕩頻率，從u中濾除由器件通斷產生的高次諧波后，所得的波形就幾乎和u* 相同，從而實現電壓跟蹤控制。,6.3.2 三角形比較方式,(1) 基本原理 不是把指令信號和三角波直接進行比較，而是通過閉環(huán)來進行控制。 把指令電流i*U、i*V和i*W和實際輸出電流iU、iV、iW進行比較，求出偏差，通過放大器A放大后，再去和三角波進行比較，產生PWM波形。 放大器A通常具有比例積分特性或比例特性，其系數直接影響電流跟蹤特性。,(2) 特點 開關頻率固定，等于載波頻率，高頻濾波器設計方便。 為改善輸出電壓波形，三角波載波常用三相三角波載波。 和滯環(huán)比較控制方式相比，這種控制方式輸出電流所含的諧波少。,圖6-27 三角波比較方式電流跟蹤型逆變電路,6.3.2 三角形比較方式,不用滯環(huán)比較器，而是設置一個固定的時鐘。 以固定采樣周期對指令信號和被控制變量進行采樣，根據偏差的極性來控制開關器件通斷。 在時鐘信號到來的時刻， 如i i*，V1斷，V2通，使I 減小。 每個采樣時刻的控制作用都使實際電流與指令電流的誤差減小。 采用定時比較方式時，器件的最高開關頻率為時鐘頻率的1/2。 和滯環(huán)比較方式相比，電流控制誤差沒有一定的環(huán)寬，控制的精度低一些。,(3) 除上述兩種比較方式外，還有定時比較方式。,6.4 PWM整流電路及其控制方法,6.4.1 PWM整流電路的工作原理 6.4.2 PWM整流電路的控制方法,6-56,6.4 PWM整流電路及其控制方法,實用的整流電路幾乎都是晶閘管整流或二極管整流。 晶閘管相控整流電路：輸入電流滯后于電壓，且其中諧波分量大，因此功率因數很低。 二極管整流電路：雖位移因數接近1，但輸入電流中諧波分量很大，所以功率因數也很低。 把逆變電路中的SPWM控制技術用于整流電路，就形成了PWM整流電路。 控制PWM整流電路，使其輸入電流非常接近正弦波，且和輸入電壓同相位，功率因數近似為1，也稱單位功率因數變流器，或高功率因數整流器。,6.4.1 PWM整流電路的工作原理,PWM整流電路也可分為電壓型和電流型兩大類，目前電壓型的較多。,c,6.4.1 PWM整流電路的工作原理,(1)單相全橋PWM整流電路的工作原理,c,6.4.1 PWM整流電路的工作原理,圖6-29 PWM整流電路的運行方式向量圖,6.4.1 PWM整流電路的工作原理,a： 滯后 相角d ， 和 同相，整流狀態(tài)，功率因數為1。PWM整流電路最基本的工作狀態(tài)。,b： 超前 相角d ， 和 反相，逆變狀態(tài)，說明PWM整流電路可實現能量正反兩個方向的流動，這一特點對于需再生制動的交流電動機調速系統(tǒng)很重要。,6.4.1 PWM整流電路的工作原理,c： 滯后 相角d， 超前 90，電路向交流電源送出無功功率，這時稱為靜止無功功率發(fā)生器（Static Var GeneratorSVG）。,d：通過對 幅值和相位的控制，可以使 比 超前或滯后任一角度j 。,6.4.1 PWM整流電路的工作原理,(2)對單相全橋PWM整流電路工作原理的進一步說明,整流狀態(tài)下:,us 0時，（V2、VD4、VD1、Ls）和（V3、VD1、VD4、Ls）分別組成兩個升壓斬波電路，以（V2、VD4、VD1、Ls）為例。,us 0時，（V1、VD3、VD2、Ls）和（V4、VD2、VD3、Ls）分別組成兩個升壓斬波電路。,電壓型PWM整流電路是升壓整流電路，輸出直流電壓可從交流電源電壓峰值附近向高調節(jié)，不宜向低調節(jié)。,6.4.1 PWM整流電路的工作原理,2三相PWM整流電路,6.4.2 PWM整流電路的控制方法,有多種控制方法，根據有沒有引入電流反饋可分為兩種 間接電流控制、直接電流控制。,6.4.2 PWM整流電路的控制方法,從整流運行向逆變運行轉換 首先負載電流反向而向C充電，ud抬高，PI調節(jié)器出現負偏差，id減小后變?yōu)樨撝?，使交流輸入電流相位和電壓相位反相，實現逆變運行。 穩(wěn)態(tài)時，ud和ud*仍然相等，PI調節(jié)器輸入恢復到零，id為負值，并與逆變電流的大小對應。,控制原理,結合圖631進行說明。,6.4.2 PWM整流電路的控制方法,控制系統(tǒng)中其余部分的工作原理 圖中上面的乘法器是id分別乘以和a、b、c三相相電壓同相位的正弦信號，再乘以電阻R，得到各相電流在Rs上的壓降uRa、uRb和uRc。 圖中下面的乘法器是id分別乘以比a、b、c三相相電壓相位超前/2的余弦信號，再乘以電感L的感抗，得到各相電流在電感Ls上的壓降uLa、uLb和uLc。 各相電源相電壓ua、ub、uc分別減去前面求得的輸入電流在電阻R和電感L上的壓降，就可得到所需要的交流輸入端各相的相電壓uA、uB和uC的信號，用該信號對三角波載波進行調制，得到PWM開關信號去控制整流橋，就可以得到需要的控制效果。,存在的問題 在信號運算過程中用到電路參數Ls和Rs，當Ls和Rs的運算值和實際值有誤差時，會影響到控制效果。 是基于系統(tǒng)的靜態(tài)模型設計的，其動態(tài)特性較差。 間接電流控制的系統(tǒng)應用較少。,6.4.2 PWM整流電路的控制方法,2) 直接電流控制