(精品論文)畢業(yè)設計論文_開關電源

學院畢業(yè)實踐任務書20XX屆畢業(yè)生機電工程系應用電子技術畢業(yè)設計第一章 開關電源概述 第一節(jié) 開關電源的產(chǎn)生與發(fā)展 第二節(jié) 隔離式高頻開關電源第三節(jié) 開關電源所用的術語第二章 輸入電路第一節(jié) 電壓倍壓整流技術第二節(jié) 輸入保護器件第三節(jié) 輸入陽間電壓保護第三章 隔離單端反激式變換器電路第一節(jié) 單端反激式變換器電路中的開關晶體管第二節(jié) 單端反激式變換器電路中的變壓器繞組第四章 UC3842的原理及技術參數(shù)第一節(jié) 原理與特點第二節(jié) 工作描述 第三節(jié) 技術參數(shù)第五章 UC3842常用的電壓反饋電路的選用第一節(jié) 概述第二節(jié) UC3842常用的電壓反饋電路2.1 輸出電壓直接分壓作為誤差放大器的輸入2.2 輔助電源輸出電壓分壓作為誤差放大器的輸入2.3 采用線性光偶改變誤差放大器的輸入誤差電壓2.4 結語第六章 UC3842在開關電源電路的應用第一節(jié) UC3842組成的開關電源電路1.1 啟動過程1.2 穩(wěn)壓過程 1.3 過流保護原理1.4 過壓保護原理1.5 開關管保護電路1.6 設計中的注意事項第二節(jié) 顯示器開關電源電路2.1 特點2.2 采用開關穩(wěn)壓電源激勵行輸出的優(yōu)缺點如下：2.3 UC3842在顯示器電路的應用第七章 電源市場的概況第一節(jié) 直流穩(wěn)壓電源(出口)購市場概況第二節(jié) 開關電源的市場概況參考文獻開關電源概述第一節(jié) 開關電源的產(chǎn)生與發(fā)展隨著大規(guī)模和超大規(guī)模集成電路的快速發(fā)展，特別是微處理器和半導體存儲器的開發(fā)利用，孕育了電子系統(tǒng)的新一代產(chǎn)品。顯然，那種體積大而笨重的使用工頻變壓器的線性調(diào)節(jié)穩(wěn)壓電源已經(jīng)過時。取而代之的是小型化、重量輕、效率高的隔離式開關電源。隔離式開關電源的核心是一種高頻電源變換電路。它使交流電源高效率地產(chǎn)生一路或多路經(jīng)調(diào)整的穩(wěn)定直流電壓。早在70年代，隨著電子技術的不斷發(fā)展，集成化的開關電源就已被廣泛地應用于電子計算機、彩色電視機、衛(wèi)星通信設備、程控交換機、精密儀表等電子設備。這是由于開關電源能夠滿足現(xiàn)代電子設備對多種電壓和電流的需求。隨著半導體技術的高度發(fā)展，高反壓快速開關晶體管使無工頻變壓器的開關電源迅速實用化。而半導體集成電路技術的迅速發(fā)展又為開關電源控制電路的集成化奠定了基礎，適應各類開關電源控制要求的集成開關穩(wěn)壓器應運而生，其功能不斷完善，集成化水平也不斷提高，外接元件越來越少，使得開關電源的設計、生產(chǎn)和調(diào)整工作日益簡化，成本也不斷下降。目前己形成了各類功能完善的集成開關穩(wěn)壓器系列。近年來高反壓Mos大功率管的迅速發(fā)展，又將開關電源的工作頻率從20kHz提高到150一200kHz，其結果是使整個開關電源的體積更小，重量更輕，效率更高。開關電源的性能價格比達到了前所未有的水平，使它在與線性電源的競爭中具有先導之勢。當然開關電源能被工業(yè)所接受，首先是它在體積、重量和效率上的優(yōu)勢。在70年代后期，功率在100w以上的開關電源是有競爭力的。到1980年，功率在50w以上就具有競爭力了。隨著開關電源性能的改善，到80年代后期，電子設備的消耗功率在20w以上，就要考慮使用開關電源了。過去，開關電源在小功率范圍內(nèi)成本較高，但進入90年代后，其成本下降非常顯著當然這包括了功率元件，控制元件和磁性元件成本的大幅度下降。此外，能源成本的提高也是促進開關電源發(fā)展的因素之一*第二節(jié) 隔離式高頻開關電源 隔離式開關電源的變換器具有多種形式。主要分為半橋式、全橋式、推挽式、單端反激式、單端正激式等等。在設計電源時，設計者采取那種變換器電路形式，主要根據(jù)成本、要達到的性能指標等因素來決定。各種形式的電源電路的基本功能塊是相同的，只是完成這些功能的技術手段有所不同。隔離式高頻開關電源電路的共同特點就是具有高頻變壓器，直流穩(wěn)壓是從變壓器次級繞組約脈沖電壓整流濾波而來。開關電源的基本功能方框如圖11所示。 在圖1l中，交流線路電壓無論是來自電網(wǎng)的，還是經(jīng)過變壓器降壓的首先要經(jīng)過整流、濾波電路變成含有”定脈動電壓成分的直流電壓，然后進入高頻變換部分。高頻變換部分的核心是有一個高頻功率開關元件，比如開關晶體管、場效應管(MOsFE丁)等元件，高頻變換部分產(chǎn)生高頻(20kHz以上)高壓方波，所得到的高壓方波送給高頻隔離降壓變壓器的初級，在變壓器的次級感應出的電壓被整流、濾波后就產(chǎn)生了低壓直流。為了調(diào)節(jié)輸出電壓，使得在輸入交流和輸出負載發(fā)生變化時，輸出電壓能保持穩(wěn)定，在這里采用一個叫做脈沖寬度調(diào)制器(FwM)的電路，通過對輸出電壓采樣，并把采樣的結果反饋給控制電路，控制電路把它與基準電壓進行比較，根據(jù)比較結果來控制高頻功率開關元件的開關時間比例(占空比)，達到調(diào)整輸出電壓的目的。 當然控制電路還有調(diào)頻方式的，本文不予討論。 在方波的上升沿和下降沿有很多高次諧波，如果這些高次tB波反饋到輸入交流線，就會對其它電子設備產(chǎn)生干擾。因此，在交流輸入端，必須要設置無線頻率干擾(RFl)濾波器，把高頻干擾減少到可接收的范圍。 此外，為了使整個電路安全可靠地工作，還要設計輔助電路，主要包括過壓、過流保護電路等圖ll 隔離式開關電源酌方框圖第三節(jié) 開關電源所用的術語 下面列出一些本書所使用的開關電源術語，并給出解釋，以供讀者參考。 效率：電源的輸出功率與輸入功率的百分比。其測量條件是滿負載，輸入交流電壓為標準值。 ESR：等效串聯(lián)電阻。它表示電解電容呈現(xiàn)的電阻值的總合。一般情況下，EsR值越低的電容，性能越好。 輸出電壓保持時間：在開關電源的輸入電壓撤消后，依然保持其額定輸出電壓的時間。 啟動浪涌電流限制電路：它屬于保護電路。它對電源啟動時產(chǎn)生的尖峰電流起限制作用。為了防止不必要的功率損耗，在設計這一電路時，一定要保證濾波電容充滿電之前，就起到限流作用。 隔離電壓：電源電路中的任何一部分與電源基板地之間的最大電壓?；蛘吣軌蚣釉陂_關電源的輸入端與輸出端之間的最大直流電壓。 線性調(diào)整率：輸出電壓隨輸入線性電壓在指定范圍內(nèi)變化的百分率。條件是負載和周圍的溫度保持恒定。 負載調(diào)整率：輸出電壓隨負載在指定范圍內(nèi)變化的百分率。條件是線電壓和環(huán)境溫度保持不變。 噪音和波紋：附加在直流輸出信號上的交流電壓和高頻尖峰信號的峰值。通常是以mv度量。隔離式開關電源：一般指高頻開關電源。它從輸入的交流電源直接進行整流和濾波，不使用低頻隔離變壓器。 輸出瞬態(tài)響應時間：從輸出負載電流產(chǎn)生變化開始，經(jīng)過整個電路的調(diào)節(jié)作用，到輸出電壓恢復額定值所需要的時間。 過載或過流保護：防止因負載過重，使電流超過原設計的額定值而造成電源損壞的電路。 遠程檢測：電壓檢測的一種方法。為了補償電源輸出的電壓降，直接從負載上檢測輸出電壓的方法。 軟啟動：在系統(tǒng)啟動時，一種延長開關波形的工作周期的方法。工作用期是從零到它的正常工作點所用的時間。 電磁干擾無線頻率干擾(EMLBFl)：即那些由開關電源的開關元件引起的，不希望傳按和發(fā)射的高頻能量頻譜。 快速短路保護電路；一種用于電源輸出端的保護電路。當出現(xiàn)過壓現(xiàn)象時，保護電路啟動，將電源輸出端電壓快速短路。 占空比；在高頻開關電源中，開關元件的導通時間和變換器的工作周期之比。第一章 輸入電路第一節(jié) 電壓倍壓整流技術 在前面已經(jīng)提到，隔離式開關電源是直接對輸入的交流電壓進行整流，而不需要低頻線性隔離變壓器?，F(xiàn)代的電子設備生產(chǎn)廠家一般都要滿足國際市場的需求，所以他們所設計的開關電源必須要適應世界范圍的交流輸入電壓，通常是交流90130v和180一260v的范圍。為了實現(xiàn)兩種輸入電源的轉(zhuǎn)換，要利用倍壓整流技術，如圖31所示。 在圖21中，兩種輸入交流電壓的轉(zhuǎn)換由開關S1來完成，此外，本電路中的壓敏電阻Rv和可控硅vs具有浪涌電流抑制、瞬間輸入電壓保護的功能。 電路工作過程如下：當開關S1閉合時電路在115v交流輸入電壓下1：作。在交流電的正半周，通過二極管vDl和電容器c1被充電到交流電壓的峰值。即115v14160v，在交流電的負半周，電容器c2通過二極管vD4也被充電到160v。這樣，電路輸出的直流電壓應該是電容器c1和c2上充電電壓之和即160V十160V320V。當開關S1打開時，：極管VDlvD4組成了全橋式整流電路，對輸入的交流230V進行整流，也同樣產(chǎn)生320v的直流電壓。第二節(jié) 輸入保護器件隔離式開關電源在加電時，會產(chǎn)生極高的浪涌電流*設計者必須在電源的輸入端采取一些限流措施，才能有效地將浪涌電流減小到允許的范圍之內(nèi)。浪涌電流主要是由濾波電容充電引起的，在開關管開始導通的瞬間，電容對交流呈現(xiàn)出很低的阻抗，一般情況下，只是電容的E5R值。如果不采取任何保護措施，浪涌電流可接近幾百安培。 通常廣泛采用的措施有兩種，一種方法是利用電阻一雙向可控硅并聯(lián)網(wǎng)絡；另一種方法是采用負溫度系數(shù)(NTc)的熱敏電阻。用以增加對交流線路的阻抗，把浪捅電流減小到安全值。 電阻雙向可控硅技術：采用此項浪涌電流限制技術時，將電阻與交流輸入線相串聯(lián)。當輸入濾波電容充滿電后由于雙向可控硅和電阻是并聯(lián)的，可以把電阻短路，對其進行分流。這種電路結構需要一個觸發(fā)電路，當某些預定的條件滿足后，觸發(fā)電路把雙向可控硅觸發(fā)導通。設計時要認真地選擇雙向可控硅的參數(shù)，并加上足夠的散熱片，因為在它導通時，要流過全部的輸入電流。圖21中的vs和R1為雙向可控硅和電阻的并聯(lián)網(wǎng)絡G熱敏電阻技術：這種方法是把NTc(負溫度系數(shù))的熱敏電阻串聯(lián)在交流輸入端或者串聯(lián)在經(jīng)過橋式整流后的直流線上。圖21中的RTl和RTz。N了c熱敏電阻的電阻溫度特性和溫度系數(shù)。的關系如固22所示。 在圖22中，。是熱敏電阻的溫度系數(shù)，用每度百分比(c)表示。當開關電源接通時，熱敏電阻的阻值基本上是電阻的標稱值。這樣，由于阻值較大，它就限制了浪涌電流。當電容開始充電時，充電電流流過熱敏電阻，開始對其加熱。由于熱敏電阻具有負溫度系數(shù)，隨著電阻的加熱，其電阻值開始下降，如果熱敏電阻選擇得合適，在負載電流達到穩(wěn)定狀態(tài)時，其阻值應該是最小。這樣，就不會影響整個開關電源的效率。第三節(jié) 輸入陽間電壓保護 在一般情況下，交流電網(wǎng)上的電壓為115v或230v左右，但有時也會有高壓的尖峰出現(xiàn)。比如電網(wǎng)附近有電感性開關，暴風雨天氣時的雷電現(xiàn)象，都是產(chǎn)生高尖峰的因素。受嚴重的雷電影響，電網(wǎng)上的高壓尖峰可達5kv。另一方面，電感性開關產(chǎn)生的電壓尖峰的能量滿足下面的公式：公式中L是電感器的漏感，I是通過線圈的電流。 由此可見，雖然電壓尖峰持續(xù)的時間很短，但是它確有足夠的能量使開關電源的輸入濾波器、開關晶體管等造成致命的損壞。所以必須要采取措施加以避免。 用在這種環(huán)境中最通用的抑制干擾器件是金局氧化物壓敏電阻(MOV)瞬態(tài)電壓抑制器。如圖2l所示，把壓敏電阻Rv連在交流電壓的輸入端。壓敏電阻起到一個可變阻抗的作用。也就是說，當高壓尖峰瞬間出現(xiàn)在壓敏電阻兩端時它的阻抗急劇減小到一個低值，消除了尖峰電壓使輸入電壓達到安全值。瞬間的能量消耗在壓敏電阻上，在選擇壓敏電阻時應按下述步驟進行。 1選擇壓敏電阻的電壓額定值，應該比最大的電路電壓穩(wěn)定值大10一20；2計算或估計出電路所要承受的最大瞬間能量的焦爾數(shù)； 3查明器件所需要承受的最大尖峰電流； 上述幾步完成后，就可以根據(jù)生產(chǎn)廠家的壓敏電阻參數(shù)資料選擇合適的壓敏電阻器件。第二章 隔離單端反激式變換器電路 圖31所示的單端反激式變換器電路在其輸入和輸出回路之間缺少安全隔離措施。一般情況下，隔離式開關電源都是用高頻變壓器作為主要隔離器件。在電路中，它是以變壓器的形式出現(xiàn)的，但實際上它起的作用是扼流圈，所以應該稱它為變壓器扼流圈。所謂單端，指的是變壓器磁芯僅工作在其磁滯回線的一側(cè)。 典型的單端隔離反激式變換器電路結構如圖34所示。 從圖34的電路工作狀態(tài)波形可見，電路的工作過程如下：當晶體管vTl導通時，它在變壓器初級電感線圈中儲存能量，與變壓器次級相連接的二極管vD處于反偏壓狀態(tài)，所以二極管vD截止。在變壓器次級回路無電流流過，即沒有能量傳遞給負載。 。當晶體管vTl截止時，變壓器次級電感線圈中的電壓極性反轉(zhuǎn)過來，使得二極管vD導通，給輸出電容c充電，同對在負載RL上也有了電流IL。 圖34 隔離單端反激式變換25電路及相關波形由于隔離變壓器T除了具有初、次級間安全隔離的作用外，它還有變壓器和扼流圈的作用，所以在反激式變換器的輸出部分一般不需要加電感，但在實際應用中，往往在整流器和濾波電容之間加一個小的電感線圈，用以降低高頻開關噪聲的峰值。 第一節(jié). 單端反激式變換器電路中的開關晶體管在單端反激式變換器電路中。所使用的開關晶體管必須符合兩個條件，即在晶體管截止時，要能承受集電極尖峰電壓，在晶體管導通時，要能承受集電極的尖峰電流。晶體管截止時所承受的尖峰電壓按下面的公式進行計算： 公式中，vin是輸入電路整流濾波后的直流電壓，6mx是最大工作占空比。所謂占空比指的是晶體管導通的時間與晶體管的一個工作周期(導通時間十截止時間)之比。為了限制晶體管的集電極安全電壓，工作占空比應保持在相對地低一些，一般要低于50，即8mmo5。在實際設計時，九x一般取o4左右，這樣它就限制了集電極峰值電壓，vcmn22vm。因此，在單端反激式變換器電路設計中，晶體管的工作電壓一般在800V以上，通常按900v計算可安全可靠地工作。 按如下粗算考慮：交流輸入電壓180一260V，取260V，260v乘以14(有效值)，即是整流后的直流電壓*260L 4354V，360V再乘以22露800V，實際取礦M mf；900V即可。 第二個設計準則是必須滿足晶體管在導遏時的集電極電流的需求。公式中，il是變壓器初級繞組的峰值電流而n是變壓器初級與次級間的匝數(shù)比。 為了導出用變換器輸出功率和輸入電壓表達集電懾峰值工作電流的公式，變壓器繞組傳遞的能量尸m可用下式表示： (33)公式中，v是變換器的效率。 略去推導過程，由輸出功率和輸入電壓表達的晶體管工作電流的公式為： 假定變換器的效率V是o8，最大工作占空比入fo4第二節(jié). 單端反激式變換器電路中的變壓器繞組 由于在單端反激式變換器電路中，變壓器初級繞組只在BH待佐曲線磁滯回線)的一個方向上被驅(qū)動，因此，在設計時注意不要使其飽和，更為詳盡的分析和設計將在第五章給出。在這里，我們只是強調(diào)一下，所選擇的磁芯一定要有足夠大的有效體積，通常應用空氣隙來擴大其有效體積 傳輸變壓器有效體積v的計算公式如下： Ilamx最大負載電流L：變壓器次級繞組的電感量；U0：空氣的導磁率。其值為15Ue：所選磁芯的磁性材料的相對導磁率Bmax：磁芯的最大磁通密度。 相對導磁率從應盡可能選得大一些，以避免由于喂制磁充尺寸和線徑，以及銅損和鐵損引起磁芯溫升過高。第三章 UC3842的原理及技術參數(shù)第一節(jié) 原理與特點UC3842 是開關電源用電流控制方式的脈寬調(diào)制集成電路。與電壓控制方式相比在負載響應和線性調(diào)整度等方面有很多優(yōu)越之處。該電路主要特點有：內(nèi)含欠電壓鎖定電路低起動電流（典型值為0.12mA）穩(wěn)定的內(nèi)部基準電壓源大電流推挽輸出（驅(qū)動電流達1A）工作頻率可到500kHz自動負反饋補償電路雙脈沖抑制較強的負載響應特性UC3842內(nèi)部工作原理簡介圖1 示出了UC3842內(nèi)部框圖和引腳圖，UC3842采用固定工作頻率脈沖寬度可控調(diào)制方式，共有8個引腳，各腳功能如下：腳是誤差放大器的輸出端，外接阻容元件用于改善誤差放大器的增益和頻率特性；腳是反饋電壓輸入端，此腳電壓與誤差放大器同相端的2.5V基準電壓進行比較，產(chǎn)生誤差電壓，從而控制脈沖寬度；腳為電流檢測輸入端，當檢測電壓超過1V時縮小脈沖寬度使電源處于間歇工作狀態(tài)；腳為定時端，內(nèi)部振蕩器的工作頻率由外接的阻容時間常數(shù)決定，f=1.8/(RTCT)；腳為公共地端；腳為推挽輸出端，內(nèi)部為圖騰柱式，上升、下降時間僅為50ns驅(qū)動能力為1A；腳是直流電源供電端，具有欠、過壓鎖定功能，芯片功耗為15mW；腳為5V基準電壓輸出端，有50mA的負載能力。 圖1UC3842內(nèi)部原理框圖第二節(jié) 工作描述UC3842A，UC3843A系列是專門設汁用于出線和直流直流變換器應用的高性能、固定頻率、電流模式控制器，為設計者提供使用最少外部元件的高性能價格比的解決方案。代表性的方框圖如圖17所以振蕩器振蕩器頻率由定時元件RT和CT選擇值決定。電容CT由50V的參考電壓通過電阻RT充電，充至約28V,再由一個內(nèi)部的電流宿放電至12V。在CT放電期間，振蕩器產(chǎn)生一個內(nèi)部消隱脈沖保持“或非”門的中間輸入為高電子，這導致輸出為低狀態(tài)，從而產(chǎn)生丁一個數(shù)量可控的輸出靜區(qū)時間。圖l顯示R，與振蕩器頻率關系曲線，圖2顯示輸出靜區(qū)時間與頻率關系曲線它們都是在給定的CT值時得到的。注意盡管許多的Rt和Ct值都可以產(chǎn)生相同的振蕩器頻率，但只有一種組合可以得到在給定頻率下的特定輸出靜區(qū)時間。振蕩器門限是溫度補償?shù)?，放電電流在T=2 5叫被微調(diào)并確保在1 0之內(nèi)，這些內(nèi)部電路的優(yōu)點使振蕩器頻率及晨大輸出占空比的變化最小。結果顯示在圖3和圖中。正很多噪聲敏感應用中，可能希望將變換器頻率鎖定至外部系統(tǒng)時鐘上。這可通過將時鐘信號加到圖2 0所示的電路來完成。為了可靠的鎖定，振蕩器自振應頻率設為比叫鐘頻率低10左右。圖21所示為多單元同步的一種方法。通過修整時鐘波形，可以實現(xiàn)準確輸出占空比箝位。誤差放大器提供一個有可訪問反相輸入和輸出的全補償誤差放大器。此放大器從有90dB的典刮自流電流增益和只有57度相位余量的1OMHz的增益為1帶寬(圖7)。同相輸入在內(nèi)部偏置于25V而不經(jīng)管腳引出。典刑情況下變換揣輸出電壓通過一個電阻分壓器分壓，并由反向輸入監(jiān)視。最大輸入偏置電流為2.0uA，它將引起輸出電壓誤差，后者等于輸入偏置電流和等效輸入分壓器源電阻的乘積。誤差放大器輸出(管腳1)用于外部回路補償(圖30)。輸出電壓因兩個二極管壓降而失調(diào)(14V)并在連接至電流取樣比較器的反相輸入之前被三分，這將在管腳l處于其最低狀態(tài)時(Vol)，保證在輸出(管腳6)不出現(xiàn)驅(qū)動脈沖。這發(fā)生在電源正在工作并且負載被取消時，或者在軟啟動過程的開始(圖23，24)。最小誤差放大器反饋電阻受限于放大器的拉電流(O5mA)和到達比較器的10V箝位電子所需的輸出電壓(VoH)：電流取樣比較器和脈寬調(diào)制鎖存器UC3842A，UC3843A作為電流模式控制器工作，輸出開關導通山振蕩器起始，當峰值電感電流到達誤差放大甜輸出補償(管腳1)建立的門限電平時中止。這樣在逐周基礎上差信號控制峰值電感電流。所用的電流取樣比較器脈寬調(diào)制鎖存配置確保在任何給定的振蕩器周期內(nèi)，僅有一個單脈沖出現(xiàn)在輸出端。電感電流通過插入一個與輸出開關Q1的源極串聯(lián)的以地為參考的取樣電阻Rs轉(zhuǎn)換成電壓。此電壓由電流取洋輸入(管腳3)監(jiān)視并與來自誤差放大器的輸出電平相比較。在正常的工作條件下，峰值電感電流由管腳1上的電壓控制，其中：當電源輸出過載或者如果輸出電壓取樣丟失時，異常的工作條件將出現(xiàn)。在這些條件下，電流取樣比較器門限將被內(nèi)部箝位至10V。因此最大峰值開關電流為：當設計一個大功串開關穩(wěn)壓揣時為了保持Rs的功耗在個合理的水平上希望降低內(nèi)部嵌位電壓，調(diào)節(jié)此電壓的簡單方法如圖22所示。使用丁兩個外部二極管來補償內(nèi)部二極管，以便在溫度范田內(nèi)有固定箝位電壓。如果Ipk(max)箝位電壓降低過多將導致由于噪聲拾取而產(chǎn)生的不誤操作。通常正電流波形的前沿可以觀察到一個窄尖脈沖，當輸出負載較輕時，它可能會引起電源不穩(wěn)定。這個尖脈沖的產(chǎn)生是由于電源變壓器匝間電容和輸出整流管恢復時間造成的。在電流取樣輸入端增加一個RC濾波器，使它的時間常數(shù)接近尖脈沖的持續(xù)時間，通常將消除不穩(wěn)定性(參見圖2 6)。欠壓鎖定采用丁兩個欠壓鎖定比較器來保證在輸出級被驅(qū)動之前，集成電路已完全可用。正電源端(Vcc)和參考輸出(Vref)各由分離的比較器監(jiān)視。每個都具有內(nèi)部的滯后，以防止在通過它們各自的門限時產(chǎn)生錯誤輸出動作。Vcc比較器上下門限分別為：UCX842A 16V10V，UCX843A8.4V7.6V。Vref比較器高低門限為3.6V3.4V。大滯后和小啟動電流使得UCX842A特別適合干需要有效的自舉啟動技術的離線變換器應用中(圖3 3)。UCX843A準備應用于更低電壓直流到直流變換器中。一個36V的齊納二極管作為一個并聯(lián)穩(wěn)壓管，從Vcc連接至地。它的作用是保護集成電路免受系統(tǒng)啟動期間產(chǎn)生的過高電壓的破壞。最小工作電爪：UCX842A為11V，UCX843A為8.2V。輸出這些器件有一個單圖騰柱輸出級，是專門設計用來自接驅(qū)動功率MOSFET的，在1.0nF負載下時，它能提供高達1.0a的峰值驅(qū)動電流和典型值為50ns的上升、下降時間，還附加丁一個內(nèi)部電路，使得任何時候只要欠壓鎖定有效，第三節(jié) 技術參數(shù)第五章 UC3842常用的電壓反饋電路的選用第一節(jié) 概述通常，PWM型開關電源把輸出電壓的采樣作為PWM控制器的反饋電壓，該反饋電壓經(jīng)PWM控制器內(nèi)部的誤差放大器后，調(diào)整開關信號的占空比以實現(xiàn)輸出電壓的穩(wěn)定。但不同的電壓反饋電路，其輸出電壓的穩(wěn)定精度是不同的。本文首先對電流型脈寬控制器UC3842（內(nèi)部電路圖如圖1所示）常用的三種穩(wěn)定輸出電壓電路作了介紹，分析其各自的優(yōu)缺點，第二節(jié) UC3842常用的電壓反饋電路2.1 輸出電壓直接分壓作為誤差放大器的輸入如圖2所示，輸出電壓Vo經(jīng)R2及R4分壓后作為采樣信號，輸入UC3842腳2（誤差放大器的反向輸入端）。誤差放大器的正向輸入端接UC3842內(nèi)部的2.5V的基準電壓。當采樣電壓小于2.5V時，誤差放大器正向和反向輸出端之間的電壓差經(jīng)放大器放大后，調(diào)節(jié)輸出電壓，使得UC3842的輸出信號的占空比變大，輸出電壓上升，最終使輸出電壓穩(wěn)定在設定的電壓值。R3與C1并聯(lián)構成電流型反饋。 這種電路的優(yōu)點是采樣電路簡單，缺點是輸入電壓和輸出電壓必須共地，不能做到電氣隔離。勢必引起電源布線的困難，而且電源工作在高頻開關狀態(tài)，容易引起電磁干擾，必然帶來電路設計的困難，所以這種方法很少使用。2.2 輔助電源輸出電壓分壓作為誤差放大器的輸入如圖3所示，當輸出電壓升高時，單端反激式變壓器T的輔助繞組上產(chǎn)生的感應電壓也升高，該電壓經(jīng)過D2，D3，C15，C14，C13和R15組成的整流、濾波和穩(wěn)壓網(wǎng)絡后得到一直流電壓，給UC3842供電。同時該電壓經(jīng)R2及R4分壓后作為采樣電壓，送入UC3842的腳2，在與基準電壓比較后，經(jīng)誤差放大器放大，使腳6輸出脈沖的占空比變小，輸出電壓下降，達到穩(wěn)壓的目的。同樣，當輸出電壓降低時，使腳6輸出脈沖的占空比變大，輸出電壓上升，最終使輸出電壓穩(wěn)定在設定的值。 這種電路的優(yōu)點是采樣電路簡單，副邊繞組、原邊繞組和輔助繞組之間沒有任何的電氣通路，容易布線。缺點是并非從副邊繞組直接得到采樣電壓，穩(wěn)壓效果不好，實驗中發(fā)現(xiàn)，當電源的負載變化較大時，基本上不能實現(xiàn)穩(wěn)壓。該電路適用于針對某種固定負載的情況。2.3 采用線性光耦改變誤差放大器的輸入誤差電壓如圖4所示，該開關電源的電壓采樣電路有兩路：一是輔助繞組的電壓經(jīng)D1，D2，C1，C2，C3，R9組成的整流、濾波和穩(wěn)壓后得到16V的直流電壓給UC3842供電，另外，該電壓經(jīng)R2及R4分壓后得到一采樣電壓，該路采樣電壓主要反映了直流母線電壓的變化；另一路是光電耦合器、三端可調(diào)穩(wěn)壓管Z和R4，R5，R6，R7，R8組成的電壓采樣電路，該路電壓反映了輸出電壓的變化；當輸出電壓升高時，經(jīng)電阻R7及R8分壓后輸入Z的參考電壓也升高，穩(wěn)壓管的穩(wěn)壓值升高，流過光耦中發(fā)光二極管的電流減小，流過光耦中的光電三極管的電流也相應的減小，誤差放大器的輸入反饋電壓降低，導致UC3842腳6輸出驅(qū)動信號的占空比變小，于是輸出電壓下降，達到穩(wěn)壓的目的。該電路因為采用了光電耦合器，實現(xiàn)了輸出和輸入的隔離，弱電和強電的隔離，減少了電磁干擾，抗干擾能力較強，而且是對輸出電壓采樣，有很好的穩(wěn)壓性能。缺點是外接元器件增多，增加了布線的困難，增加了電源的成本 如圖5所示，該電壓采樣及反饋電路由R2，R5，R6，R7，R8，C1，光電耦合器、三端可調(diào)穩(wěn)壓管Z組成。當輸出電壓升高時，輸出電壓經(jīng)R7及R8分壓得到的采樣電壓（即Z的參考電壓）也升高，Z的穩(wěn)壓值也升高，流過光耦中發(fā)光二極管中的電流減小，導致流過光電三極管中的電流減小，相當于C1并聯(lián)的可變電阻的阻值變大（該等效電阻的阻值受流過發(fā)光二極管電流的控制），誤差放大器的增益變大，導致UC3842腳6輸出驅(qū)動信號的占空比變小，輸出電壓下降，達到穩(wěn)壓的目的。當輸出電壓降低時，誤差放大器的增益變小，輸出的開關信號占空比變大，最終使輸出電壓穩(wěn)定在設定的值。因為，UC3842的電壓反饋輸入端腳2接地，所以，誤差放大器的輸入誤差總是固定的，改變的是誤差放大器的增益（可將線性光耦中的光電三極管視為一可變電阻），其等效電路圖如圖6所示。該電路通過調(diào)節(jié)誤差放大器的增益而不是調(diào)節(jié)誤差放大器的輸入誤差來改變誤差放大器的輸出，從而改變開關信號的占空比。這種拓撲結構不僅外接元器件較少，而且在電壓采樣電路中采用了三端可調(diào)穩(wěn)壓管，使得輸出電壓在負載發(fā)生較大的變化時，輸出電壓基本上沒有變化。實驗證明與上述三種反饋電路相比，該電路具有很好的穩(wěn)壓效果。4 結語 在單端隔離式PWM型電源中，電流型脈寬調(diào)制器UC3842有著廣闊的應用范圍，第六章 UC3842在開關電源電路的應用第一節(jié) UC3842組成的開關電源電路圖2是由UC3842構成的開關電源電路，220V市電由C1、L1濾除電磁干擾，負溫度系數(shù)的熱敏電阻Rt1限流，再經(jīng)VC整流、C2濾波，電阻R1、電位器RP1降壓后加到UC3842的供電端（腳），為UC3842提供啟動電壓，電路啟動后變壓器的付繞組的整流濾波電壓一方面為UC3842提供正常工作電壓，另一方面經(jīng)R3、R4分壓加到誤差放大器的反相輸入端腳，為UC3842提供負反饋電壓，其規(guī)律是此腳電壓越高驅(qū)動脈沖的占空比越小，以此穩(wěn)定輸出電壓。腳和腳外接的R6、C8決定了振蕩頻率，其振蕩頻率的最大值可達500KHz。R5、C6用于改善增益和頻率特性。腳輸出的方波信號經(jīng)R7、R8分壓后驅(qū)動MOSFEF功率管，變壓器原邊繞組的能量傳遞到付邊各繞組，經(jīng)整流濾波后輸出各數(shù)值不同的直流電壓供負載使用。電阻R10用于電流檢測，經(jīng)R9、C9濾濾后送入UC3842的腳形成電流反饋環(huán).所以由UC3842構成的電源是雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，電壓穩(wěn)定度非常高，當UC3842的腳電壓高于1V時振蕩器停振，保護功率管不至于過流而損壞。圖2UC3842構成的開關電源此電路的調(diào)試需要注意：一是調(diào)節(jié)電位器RP1使電路起振，起振電流在1mA左右；二是起振后變壓器繞組提供的直流電壓應能使電路正常工作，此電壓的范圍大約為1117V之間；三是根據(jù)輸出電壓的數(shù)值大小來改變R4，以確定其反饋量的大?。凰氖歉鶕?jù)保護要求來確定檢測電阻R10的大小，通常R10是2W、1以下的電阻。1.1啟動過程 首先由電源通過啟動電阻R1 RW1提供電流給電容C4 C5充電，當C4電壓達到UC3842的啟動電壓門檻值16V時，UC3842開始工作并提供驅(qū)動脈沖，由6端輸出推動開關管工作，輸出信號為高低電壓脈沖。高電壓脈沖期間，場效應管導通，電流通過變壓器原邊，同時把能量儲存在變壓器中。根據(jù)同名端標識情況，此時變壓器各路副邊沒有能量輸出。當6腳輸出的高電平脈沖結束時，場效應管截止，根據(jù)楞次定律，變壓器原邊為維持電流不變，產(chǎn)生下正上負的感生電動勢，此時副邊各路二極管導通，向外提供能量。同時反饋線圈向UC3842供電。UC3842內(nèi)部設有欠壓鎖定電路，其開啟和關閉閾值分別為16V和10V，如圖3所示。在開啟之前，UC3842消耗的電流在1mA以內(nèi)。電源電壓接通之后，當7端電壓升至16V時UC3842開始工作，啟動正常工作后，它的消耗電流約為15mA。因為UC3842的啟動電流在1mA以內(nèi)，設計時參照這些參數(shù)選取R1，所以在R1上的功耗很小。 當然，若VCC端電壓較小時，在R1上的壓降很小，全部供電工作都可由R1降壓后來完成。但是，通常情況下，VCC端電壓都比較大，這樣完全通過R1來提供正常工作電壓就會使R1自身功耗太大，對整個電源來說效率太低。一般來說，隨著UC3842的啟動，R1的工作也就基本結束，余下的任務交給反饋繞組，由反饋繞組產(chǎn)生電壓來為UC3842供電。故R1的功率不必選得很大，1W、2W就足夠了。筆者認為，雖然理論上UC3842啟動電流在1mA以內(nèi)，但實際應用時，按1.62.0mA設計則工作比較便利。即當VCC端電壓為U伏時。1.2穩(wěn)壓過程 從圖2中可知，當場效應管導通時，整流電壓加在變壓器T初級繞組Np上的電能變成磁能儲存在變壓器中，在場效應管導通結束時，Np繞組中電流達到最大值Ipmax，根據(jù)法拉第電磁感應定律：式中：E整流電壓；Lp變壓器初級繞組電感；Ton場效應管導通時間。在場效應管關閉瞬間，變壓器次級繞組放電電流為最大值Ismax，若忽略各種損耗應為式中：n變壓器變比，n=Np/Ns，Np、Ns為變壓器初、次級繞組匝數(shù)。 高頻變壓器在場效應管導通期間初級繞組儲存的能量與場效應管關閉期間次級繞組釋放的能量相等：式中：Ls變壓器次級繞組電感；Uo輸出電壓；Toff場效應管關閉時間。 上式說明，輸出電壓Uo與Ton成正比，與匝比n及Toff成反比。比如，由于電源電壓變化或負載變化而引起輸出電壓降低時，反饋線圈的輸出電壓則會變低，從而使2端電壓變低，則脈寬調(diào)制器會相應的增大輸出PWM波形的占空比，使大功率晶體管導通的時間變長；反之，當電源電壓變化或負載變化而引起輸出電壓升高時，則脈寬調(diào)制器會相應的減小PWM輸出脈沖波形的占空比，使大功率晶體管導通的時間變短，從而維持輸出電壓為一恒定值。 UC3842為固定工作頻率脈寬調(diào)制方式，輸出電壓或負載變化時僅調(diào)整占空比，控制場效應管的導通時間。反饋電壓輸入2腳，此腳電壓與內(nèi)部2.5V基準進行比較，產(chǎn)生控制電壓，從而控制脈沖寬度；輸出脈沖的頻率由4腳外接定時電阻Rt及定時電容Ct決定，f的單位取k，Ct取F。3腳為電感電流傳感器端，當取樣超過1V時，縮小導通脈寬，使電源處于間隙工作狀態(tài)；6腳，輸出端，內(nèi)部為圖騰柱式，上升、下降時間僅50ns，驅(qū)動能力為1A；7腳，供電輸入，起振后工作電壓為1013V，低于10V停止工作，功耗為15mW；8腳，內(nèi)部基準5V(50mA)。1.3過流保護原理 當負載電流超過額定值或短路時，場效應管電流增加，R9上的電壓反饋至3腳(電壓大于1V)，通過內(nèi)部電流放大器使導通寬度變窄，輸出電壓下降，直至使UC3842停止工作，沒有觸發(fā)脈沖輸出，使場效應管截止，達到保護功率管的目的。短路現(xiàn)象消失后，電源自動恢復正常工作。1.4過壓保護原理 當因某種原因使輸出電壓過高時，由反饋繞組形成的電壓也高，從而使2腳的電壓過高，內(nèi)部保護電路起動，使6腳輸出脈沖高電平時間變短，或不輸出高電平使開關管截止。1.5開關管保護電路 由D3、R10、C1及R11、C14、D4構成，消除由變壓器漏感產(chǎn)生的反峰電壓，從而使開關工作電壓不至于太高而毀壞。1.6設計中的注意事項 6.1起動電路的設計 電路如圖4所示，電容C2儲存的能量要能滿足電源開始正常工作的需要，使得UC3842第7腳有穩(wěn)定、充足的輸入供給。即電容C2的放電時間要大于UC3842輸出脈沖的高電平持續(xù)時間。否則，電源將出現(xiàn)打嗝現(xiàn)象。因此，電容C2的容量和質(zhì)量的選取非常重要。筆者在實際設計過程中，C2曾用100F鋁電解電容，經(jīng)常發(fā)現(xiàn)電源打嗝；測量反饋端電壓，總是太低，以至于反饋端的整流二極管都沒有工作，說明反饋端電壓幅度不夠。原因在于C2容量不夠，不能提供足夠的能量來使UC3842充分工作，因此，容量最好在100F以上。 6.2反饋繞組的設計 當UC3842啟動后，若反饋繞組不能提供足夠的UF，電路就會不停地起動，出現(xiàn)打嗝現(xiàn)象。另外，根據(jù)筆者的經(jīng)驗，若UF大于17.5V時，也會引起UC3842工作異常，導致輸出脈沖占空比變小，輸出電壓變低。故而反饋繞組匝數(shù)的選取及其纏繞是非常重要的，一般可按1315V設計，使UC3842正常工作時，7腳的電壓維持在13V左右。 第二節(jié) 顯示器開關電源電路2.1特點 顯示器用的開關穩(wěn)壓電源電路的持點可歸納為如下幾點 (1)重量輕、體積小。由于省掉了笨重的線性交壓器，節(jié)省了漆包銅線與硅鋼片因而重量只有原來的15左右體積也明顯的減小。 (2)穩(wěn)壓范圍寬。輸入電網(wǎng)電壓在110 Y一260v范圍內(nèi)變化時，輸出電壓僅有2的波動變化因此能獲得良好的穩(wěn)定電壓輸出；而且在電網(wǎng)電壓變化時，能始終保持穩(wěn)壓電路的高效率工作。正是由于這個特點，才使電視機能夠在條件差、環(huán)境惡劣的農(nóng)村和山區(qū)，以及采用水力、風力、奮力等發(fā)電機供電的偏遠地區(qū)安全、穩(wěn)定、可靠地工作。 (3)效率高、損耗小。因為電路中的晶體調(diào)整管工作在開關狀態(tài)工作頻率在15hHz左右、所以轉(zhuǎn)換效率很高，可達到85其內(nèi)部損耗也可降低到最小。 (4)工作安全、可靠。由于采用了可控硅保護電路當電源電路或行掃描輸出電路及高壓電路出現(xiàn)故陳時甚至負載出現(xiàn)短路時能夠自動切斷電源，起到過壓和過流保護的作用。通常，對其保護電路的要求是非常嚴格的。 (5)用開關電源直接激勵行輸出級。電視機中開關穩(wěn)壓電源的開關效率應與行頻同步。若用行同步信號去控制開關穩(wěn)壓電源的工作頻率，使開關頻率嚴格與行領同步，然后田開單趨R由姬的嘲的瞅沖去9t勵行輸出紹，這樣便可以省掉行振蕩級及行激勵級，從而使電視機的電路簡化、可靠性提高、成本降低。 2.2 采用開關穩(wěn)壓電源激勵行輸出的優(yōu)缺點如下： 行振蕩器相行監(jiān)相器可以與開關穩(wěn)壓電源控制電路歸并在省去。這樣不但可以簡化電路，節(jié)省元器件，還能提高工作效率。開關管短路時，對于反極性激勵電路，行輸出管反而截止無電流；對于同級性激勵電路，行輸出管與開關管的電流增長很快應采取過流保護措施。 當開關管開路時，對于同極性激勵電路，行輸出管也截止；對于反極性激勵電路，行輸出管子的電流很大，直到開關穩(wěn)壓電源儲能電感中的所儲存的磁能耗盡為止。 由于行輸出級的激勵脈沖的寬度受到限制，因而開關穩(wěn)壓電源的激勵脈沖占空系數(shù)的變比范圍也受到一定的限制，其穩(wěn)壓范圍不是很寬。 給檢修工作帶來一定的困難。由于開關穩(wěn)壓電源電路與行掃描電路構成一個整體工作狀態(tài)相互牽制，故檢修工作比一般電視機要困難一些。 2.3 UC3842在顯示器電路的應用第七章 電源市場的概況根據(jù)日本電子機械工業(yè)會發(fā)表的資料記載，日本1983年的電子工業(yè)生產(chǎn)總額達到126648億日元，是前年的117；3。其中產(chǎn)業(yè)用電子設備以計算機和外圍設備為中心顯示了好的形勢；達到46038億日元，是前年的106；并且在金頹基數(shù)中超過了家用電器設備和電子元件，成為電子工業(yè)的中心。此外，家用電器方面磁帶錄像機也出現(xiàn)了意外的盛況，金額達8353億日元，是前年的109。 反映出這樣的工業(yè)狀況，是由于在機電一體化中唱主角的“控制用馬達”面向磁盤機和打印機等OA設備的需求助擴大，一躍登臺，其生產(chǎn)量飛躍地增加。構成電子設備的心臟的電源設備，特別是開關電源，和這種馬達并駕齊驅(qū)，于84年明顯藏加快發(fā)展，在過去總是充當無名英雄的電源設備中，一下成為“明星”。 影響當今產(chǎn)業(yè)世界動向的原因是，最近的電子設備由于用戶的小型他日求，促使微細加工技術的發(fā)展，家用和產(chǎn)業(yè)用元件的小型化和高密度安裝，促進了大規(guī)模集成化一慣比其它組件落后的電源部包受到這種小型化的影陶，大旦池采用開關電源。特別是在電子工業(yè)中起到牽引車作用的辦公室計算機，個人計算機，字處理機、傳真譏等oA設備，磁帶錄像機(日本是全世界的供應基地，還有機器人、通信設備、2gl且儀器等備式各樣的商品都采用開關電源，達就促進了產(chǎn)業(yè)界的開發(fā)積極性。因此，下面介紹其中的直流穩(wěn)壓電源，特別是開關電源的市場概況，產(chǎn)品傾向。 第一節(jié) 直流穩(wěn)壓電源(出口)購市場概況 直流穩(wěn)壓電源大致可以分為開關電源，損耗式電源，CvT了電源，其它電源(cvCC等)。 開關電源由于oA設備，磁帶錄像機等現(xiàn)在使用這種電源的設備正在增加生產(chǎn)而且這種電源的使用范圍在不斷擴大，所以保持了增長的勢頭，但是其反面是損耗式電源，cvT電源正在形成一股代替開關電源的大支流。在開關電源以外的直流穩(wěn)壓電源中，處于增長勢頭的是錄像機用損耗式電源，復印機用高壓cvT電源，試驗、實驗設61等物理化學設備用的特殊電源也很有銷路。 1983年的直流茵壓電源的市場規(guī)模估計在1700億B元左右。其中，開關電源為l 370億日元左右，損耗式電源145億日元，CVT電源100億日元左右，其它CvCC等685億。以上是出口直流穩(wěn)壓電源的狀況，應再加上王廣內(nèi)部消耗量才算作市場的總額。廠內(nèi)消費的計算是有爭議的，但由于建立了大量生產(chǎn)體制而脾際了齊關電源曲價格。增加了對外銷的供應，估計可以達到產(chǎn)值1000億日元的規(guī)模。 第二節(jié) 開關電源的市場概況 21開關電源的市場規(guī)模 目前還沒有看到表示開關電源生產(chǎn)發(fā)展的明確統(tǒng)計數(shù)字。酌量主要工廠的動向，要元件的動向，采用開關電源的產(chǎn)品的動向，由編輯部試算推導1983年的市場情況。 1984年備報紙報導了開關電源廠的陰擴大，一致他鍋巴過30，就是在最近的報導中，僅開關電瀝交易達ioo億日壇的