通信原理課程設計報告(增量調(diào)制通信系統(tǒng))

1、精選優(yōu)質(zhì)文檔-傾情為你奉上課程設計任務書學生姓名： 呂義斌 專業(yè)班級： 電信1102班 指導教師： 吳巍 工作單位： 信息工程學院 題 目：M通信系統(tǒng)設計初始條件：具備通信課程的理論知識；具備模擬與數(shù)字電路基本電路的設計能力；掌握通信電路的設計知識，掌握通信電路的基本調(diào)試方法；自選相關(guān)電子器件；可以使用實驗室儀器調(diào)試。要求完成的主要任務：（包括課程設計工作量及其技術(shù)要求，以及說明書撰寫等具體要求）1、M碼速率128KB，有線通信，語音信號無明顯失真；2、對系統(tǒng)各個組成部分與模塊進行設計，包括M編譯碼電路，同步脈沖序列，低通濾波器等；3、對M斜線、臨界過載等進行誤差分析，設計相應電路以檢測上述現(xiàn)

2、象；4、進行系統(tǒng)仿真，調(diào)試并完成符合要求的課程設計書。時間安排： 二十二周一周，其中3天硬件設計，2天硬件調(diào)試指導教師簽名： 年 月 日系主任（或責任教師）簽名： 年 月 日專心-專注-專業(yè)目錄摘要增量調(diào)制簡稱，它是繼PCM之后出現(xiàn)的又一種模擬信號數(shù)字化方法。最早是由法國工程師De Loraine于1946年提出來的，其目的在于簡化模擬信號的數(shù)字化方法。在以后的三十多年間有了很大發(fā)展，特別是在軍事和工業(yè)部門的專用通信網(wǎng)和衛(wèi)星通信中得到廣泛應用，不僅如此，近年來在高速超大規(guī)模集成電路中已被用作A/D轉(zhuǎn)換器。 增量調(diào)制獲得廣泛應用的原因主要有以下幾點： （1）在比特率較低時，增量調(diào)制的量化信噪比高

3、于PCM的量化信噪比； （2）增量調(diào)制的抗誤碼性能好。能工作于誤碼率為的信道中，而PCM要求誤比特率通常為； （3）增量調(diào)制的編譯碼器比PCM簡單。增量調(diào)制最主要的特點就是它所產(chǎn)生的二進制代碼表示模擬信號前后兩個抽樣值的差別(增加、還是減少)而不是代表抽樣值本身的大小，因此把它稱為增量調(diào)制。在增量調(diào)制系統(tǒng)的發(fā)端調(diào)制后的二進制代碼1和0只表示信號這一個抽樣時刻相對于前一個抽樣時刻是增加(用1碼)還是減少(用0碼)。收端譯碼器每收到一個1碼，譯碼器的輸出相對于前一個時刻的值上升一個量化階，而收到一個0碼，譯碼器的輸出相對于前一個時刻的值下降一個量化階。關(guān)鍵字：模擬信號數(shù)字化 增量調(diào)制量化 量化信噪

4、比 誤碼性 1.增量調(diào)制原理增量調(diào)制（Delta Modulation，M）是一種最簡單的差分脈沖編碼調(diào)制（Differential PCM，DPCM）。當DPCM系統(tǒng)中量化器的量化電平數(shù)取為2時，此DPCM系統(tǒng)就成為增量調(diào)制系統(tǒng)。原理方框圖如下： （a）編碼器 （b）譯碼器圖1.1 增量調(diào)制原理方框圖 圖1.1示出增量調(diào)制原理方框圖。圖1.1中預測誤差被量化成兩個電平和。置稱為量化臺階（quantization step）。這就是說，量化器輸出信號只取兩個值或。因此，可以用一個二進制符號表示。例如，用“1”表示“”，及用“0”表示“”。譯碼器由“延遲相加電路”組成，它和編碼器中的相同。所以無

5、傳輸誤碼時，=。在實際系統(tǒng)電路設計中，為了簡單起見，通常用一個積分器（integrator）來代替上述“延遲相加電路”，并將抽樣器放在相加器后面，與量化器合并為抽樣判決器，如下圖1.2所示。 編碼器 （b）譯碼器圖1.2 增量調(diào)制原理方框圖圖1.2中編碼器輸入模擬信號為,它與預測信號值相減，得到預測誤差。預測誤差被周期為的抽樣沖擊序列抽樣。若抽樣值為負值，則判決輸出電壓（用“1”表示）；若抽樣值為正值，則判決輸出電壓（用“0”表示）。這樣就得到二進制輸出數(shù)字信號。圖1.3中示出了這一過程。因積分器含抽樣保持電路，故為階梯波形。輸出二進制波形Ts圖1.3 增量調(diào)制波形圖在解調(diào)器中，積分器只要每收

6、到一個“1”碼元就使其輸出升高，每收到一個“0”碼元就使其輸出降低，如下圖1.4所示。這樣就可以恢復圖1.3中的階梯形電壓。這個階梯電壓通過低通濾波器平滑后，就可以得到十分接近編碼器的原來輸入的模擬信號。圖1.4 解調(diào)器中積分器譯碼原理圖2.增量調(diào)制的過載特性與編碼的動態(tài)范圍2.1 增量調(diào)制系統(tǒng)的量化誤差由上述增量調(diào)制原理可知，譯碼器恢復的信號是階梯形電壓經(jīng)過低通濾波平滑后的解調(diào)電壓。它與編碼器輸入模擬信號的波形相似，但存在誤差，即量化噪聲（quantization noise）。在分析系統(tǒng)量化噪聲時，通常假設信道加性噪聲很小，不造成誤碼。在這種情況下，系統(tǒng)中量化噪聲有兩種形式，一種是一般量化

7、噪聲，另一種則被稱為過載量化噪聲。 如圖1.3所示的量化過程，本地譯碼器輸出與輸入的模擬信號作差，就可以得到量化誤差，具體計算方法為：，的波形是一個隨機過程。如果的絕對值小于量化階，即，在到范圍內(nèi)隨機變化，這種噪聲被稱為一般量化噪聲。過載量化噪聲(有時簡稱過載噪聲)發(fā)生在模擬信號斜率陡變時，由于量化階是固定的，而且每秒內(nèi)臺階數(shù)也是確定的，因此，階梯電壓波形就有可能跟不上信號的變化，形成了包含很大失真的階梯電壓波形，這樣的失真稱為過載現(xiàn)象，也稱過載噪聲，具體情況如圖2.2(b)所示；如果無過載噪聲發(fā)生，則模擬信號與階梯波形之間的誤差就是一般的量化噪聲，如圖2.1(a) 所示。圖中的，可以統(tǒng)稱其為

8、量化噪聲。圖2.1 增量調(diào)制的量化噪聲2.2 過載特性當出現(xiàn)過載時，量化噪聲將急劇增加，因此，在實際應用中要盡量防止出現(xiàn)過載現(xiàn)象。為此，需要對系統(tǒng)中的量化過程和系統(tǒng)的有關(guān)參數(shù)進行分析。 設抽樣時間間隔為，則上升或下降一個量化階，可以達到的最大斜率K(這里僅考慮上升的情況)，可以表示為： （2.1） 這也就是譯碼器的最大跟蹤斜率。顯然，當譯碼器的最大跟蹤斜率大于或等于模擬信號x(t)的最大變化斜率時，即 （2.2）譯碼器輸出能夠跟上輸入信號的變化，不會發(fā)生過載現(xiàn)象，因而不會形成很大的失真。但是，當信號實際斜率超過這個最大跟蹤斜率時，則將造成過載噪聲。因此，為了不發(fā)生過載現(xiàn)象，則必須使和的乘積達到

9、一定的數(shù)值，以使信號實際斜率不會超過這個數(shù)值。因此，可以適當?shù)卦龃蠡騺磉_到這個目的。 對于一般量化噪聲，由圖2.1(a)不難看出，如果增大則這個量化噪聲就會變大，小則噪聲小。采用大的雖然能減小過載噪聲，但卻增大了一般量化噪聲。因此，值應適當選取，不能太大。 不過，對于系統(tǒng)而言，可以選擇較高的抽樣頻率，因為這樣，既能減小過載噪聲，又能進一步降低一般量化噪聲，從而使系統(tǒng)的量化噪聲減小到給定的容許數(shù)值。通常，系統(tǒng)中的抽樣頻率要比PCM系統(tǒng)的抽樣頻率高得多(通常要高兩倍以上)。2.3 動態(tài)范圍當系統(tǒng)的有關(guān)參數(shù)確定以后，信號能夠進行正常編碼的幅度范圍，就是系統(tǒng)編碼的動態(tài)范圍。為此，需要確定幅度上限和幅度

10、下限。 實現(xiàn)系統(tǒng)正常編碼條件之一，就是要確保在編碼時不發(fā)生過載現(xiàn)象?，F(xiàn)在以正弦型信號為例來確定幅度上限。設輸入信號為，此時信號的斜率為： （2.3）分析式(2.2)和式(2.3)可知，不過載且信號幅度又是最大值的條件為 （2.4）式(2.4)中的就是正弦波信號允許出現(xiàn)的最大振幅。確定幅度下限。這里同樣假設輸入信號為，此時信號的幅度很小，以至于圖1.2所示的框圖中，輸出碼序列為一系列0、1交替碼，可以證明當?shù)姆刃∮跁r，仍為正、負極性相同的周期性方波，只有當振幅超過時，才會受的影響，從而改變輸出碼序列。所以，開始編碼正弦信號振幅=。這樣，系統(tǒng)編碼的動態(tài)范圍可以定義為： （2.5）3.增量調(diào)制的抗

11、噪性能對于簡單增量調(diào)制系統(tǒng)的抗噪聲性能，用系統(tǒng)的輸出信號和噪聲功率比來表征。系統(tǒng)的噪聲成分有兩種，即量化噪聲與加性噪聲。由于這兩種噪聲互不相關(guān)的，所以可以分別進行討論和分析，由信號功率與這兩種噪聲功率的比值，分別被稱為量化信噪比和誤碼信噪比。3.1 量化信噪比從前面的分析可知，量化誤差有兩種，即一般量化誤差和過載量化誤差，由于在實際應用中都是采用了防過載措施，因此，這里僅考慮一般量化噪聲。在不過載情況下，一般量化噪聲的幅度在到范圍內(nèi)隨機變化。假設在此區(qū)域內(nèi)量化噪聲為均勻分布，于是的一維概率密度函數(shù)為： （3.1）因而的平均功率可表示成： （3.2）應當注意，上述的量化噪聲功率并不是系統(tǒng)最終輸出

12、的量化噪聲功率，從圖1.2可以看到，譯碼輸出端還有一個低通濾波器，因此，需要將低通濾波器對輸出量化噪聲功率的影響考慮在內(nèi)。為了簡化運算，可以近似的認為的平均功率均勻地分布在頻率范圍之內(nèi)。這樣，通過低通濾波器(截止頻率為)之后的輸出量化噪聲功率為： （3.3）設信號工作于臨界狀態(tài)，則對于頻率為的正弦信號來說，結(jié)合式（2.4）給出的信號幅值最大值，可以推導出信號最大輸出功率： （3.4）利用式(3.3)和式(3.4)經(jīng)化簡和近似處理之后，可以得系統(tǒng)最大量化信噪比： （3.5）3.2 誤碼信噪比分析誤碼信噪比，首先求出積分器前面由誤碼引起的誤碼電壓及由它產(chǎn)生的噪聲功率和噪聲功率譜密度，然后求出經(jīng)過積

13、分器以后的誤碼噪聲功率譜密度，最后求出經(jīng)過低通濾波器以后的誤碼噪聲功率為： （3.6）式中為低通濾波器低端截止頻率，為系統(tǒng)誤碼率, 結(jié)合式(3.4)可以求出誤碼信噪比為 （3.7）結(jié)合式(3.5)和式(3.7)可以得到總的信噪比為： （3.8）從上面分析可以看出，為提高系統(tǒng)抗噪聲性能，采樣頻率越大越好；但從節(jié)省頻帶考慮，越小越好，這兩者是矛盾的，要根據(jù)對通話質(zhì)量和節(jié)省頻帶兩方面的要求提出一個恰當?shù)臄?shù)值。4. 增量調(diào)制系統(tǒng)模塊電路設計分析由圖1.2得，增量調(diào)制通信系統(tǒng)由加法器、抽樣脈沖判決器、積分器、低通濾波器幾個模塊組成。在設計電路系統(tǒng)時，需要設計的電路模塊有：加法器電路、限幅放大電路、抽樣脈

14、沖發(fā)生器電路、定時判決器（D觸發(fā)器）、極性變換電路射隨器電路和低通濾波器電路。4.1 加法器電路與限幅放大電路加法器和限幅放大器共同構(gòu)成比較器，其電路原理圖如圖4.1所示。相加器由Q1和Q2組成，音頻信號和本地譯碼器送來的比較信號，各 通過一個1K電阻加到BG1共基放大器的射極進行電流相加。由于和反相，所以是兩信號相減或者說是比較。用共基接法做成比較器是一個比較理想的電路，因為電流比較器的動態(tài)范圍大，其基極放大輸人阻抗低，可以減少與彼此之間的干擾，而且共基電路的頻率特性好。BG2采用共集射隨電路，起隔離作用。圖4-1比較器電路原理圖限幅放大器由Q3與Q4組成，當> 0時，Q4的輸出為+3

15、V，當< 0時，Q4的輸出為+3V。整個比較器的放大量要根據(jù)本地譯碼器輸出的量化臺階的大小決定，放大倍數(shù)K應滿足： （4.1）4.2 極性變換電路、積分器和射隨器電路極性變換電路、積分器和射隨器共同構(gòu)成本地譯碼器，其電路原理圖如下圖4.2所示。 圖4.2 本地譯碼器電路圖極性變換電路由Q6、Q7和Q8所組成，功能是將抽樣判決電路輸出的單極性枚序列變換成雙極性碼。當由低電平0.3V（0碼）跳變?yōu)楦唠娖?.6V(1碼)時，通過電容的耦合作用，使得Q7截止，Q8飽和導通，A點的電位近似為-12V。當由高電平跳變?yōu)榈碗娖綍r，Q8截止，Q7飽和導通，A點的電位近似為+12V。因此，A點的輸出電壓幅

16、度近似為±12V的雙極性碼。經(jīng)Q6射隨隔離后輸出。積分電路由R（2.2K）和C（0.022uf）組成，電容C上的電壓，就是本地譯碼器輸出的比較信號，輸出的信號經(jīng)Q5射隨后送到比較器。4.3 抽樣脈沖發(fā)生器電路與定時判決器抽樣脈沖信號發(fā)生器的輸入端輸入信號為256kHz的方波信號，由D觸發(fā)器、非門電路和與門電路三部分組成。輸出為128KHZ的窄脈沖，作為抽樣脈沖。在M編碼系統(tǒng)中，如果抽樣脈沖的頻率在100KHZ左右，就可以得到比較滿意的話音質(zhì)量。圖4.3 抽樣脈沖信號發(fā)生器抽樣判決電路由D觸發(fā)器構(gòu)成，在CP的前沿到來時刻，若0，則為“1”碼，若< 0，則為“0”碼。4.4 低通濾

17、波器低通濾波器和譯碼器構(gòu)成譯碼系統(tǒng)，其中，譯碼器由碼型變換和反相放大、積分器和射極跟隨器等3部分組成，它與編碼系統(tǒng)中的電路相同。低通濾波器電路如圖4.4所示。 圖4.4低通濾波器電路圖由于是單極性的，因此加到積分器前一定要變?yōu)殡p極性信號，這就是需要碼型變換的原因。反向放大一方面把雙極性信號放大，另一方面使它反相，這樣經(jīng)積分就得到。積分器一般用時間常數(shù)較大的RC充放電電路，這樣可以得到近似鋸齒波的斜變電壓。積分器后面的射極器是把積分器和放大器分開，保證積分器輸出端有較高的阻抗。積分器的時間常數(shù)RC選得越大，充電放電的直線線性越好，但RC太大時，在Ts時間內(nèi)上升(或下降)的量價越小，一般選擇在(1

18、5-30)Ts比較合適。低通濾波器電路如圖4.4所示。其功用是濾去量化誤差的高頻成份，恢復。 4.5 總體電路設計總體的電路設計如圖4.5所示：圖4.5增量調(diào)制系統(tǒng)總電路電路總設計圖詳見附錄1.5.電路仿真及信號波形測量1. 主時鐘信號和抽樣脈沖信號測量用雙蹤示波器同時觀測并記錄輸出主時鐘信號和抽樣脈沖信號的波形，觀測時以主時鐘信號作示波器的同步。可以得到如圖5.1所示波形?？梢钥吹匠闃用}沖和主時鐘為同步的，抽樣脈沖為尖脈沖并且頻率為256KHZ的一半，即128KHZ。圖5.1 主時鐘和抽樣脈沖信號2. 輸入模擬信號和預測信號測量同上用雙蹤示波器根據(jù)圖4.5，測量輸入模擬信號和預測信號，測量波

19、形如下圖5.2所示。圖5.2 輸入模擬信號和預測信號波形3. 誤差信號的測量根據(jù)總電路圖4.5，用示波器測量誤差信號波形如下圖5.3所示。圖5.3 誤差信號波形4. 編碼信號輸出波形測量根據(jù)總電路圖4.5，用示波器測量編碼信號輸出波形如下圖5.4所示。圖5.4 編碼信號輸出波形5. 本地譯碼器中雙極性脈沖信號和積分后的信號測量根據(jù)總電路圖4.5，用雙蹤示波器測量雙極脈沖點和積分后信號波形，波形如下圖5.5所示。圖5.5 雙極脈沖和積分信號6. 編碼信號輸出和譯碼系統(tǒng)中積分信號的測量，波形如下圖5.6所示 圖5.6 編碼信號譯碼系統(tǒng)中積分信號7. 解碼輸出信號測量并與輸入模擬信號比較，波形如下圖

20、5.7所示。圖5.7 解碼輸出信號與輸入模擬信號對比由圖5.7可以看到譯碼器的解碼輸出信號波形和輸入模擬信號波形非常相似，故通過低通濾波器后，譯碼輸出信號能夠很好地反映原輸入的模擬信號。6. 實物制作實物制作產(chǎn)品如下圖所6.1所示。圖6.1 實物產(chǎn)品圖元件清單見附錄2.7. 課程設計實踐心得體會經(jīng)過兩周的通信原理課程設計的學習讓我受益菲淺。在通信原理實驗課即將結(jié)束之時，我對在這兩周來的學習進行了總結(jié)，總結(jié)這一周來的收獲與不足。取之長、補之短，在今后的學習和工作中有所受用。 在這近一周通信原理課程設計的學習中，讓我受益頗多。一、讓我養(yǎng)成了課前預習的好習慣。一直以來就沒能養(yǎng)成課前預習的好習慣（雖然

21、一直認為課前預習是很重要的），但經(jīng)過這一周，讓我深深的懂得課前預習的重要。只有在課前進行了認真的預習，才能在課上更好的學習，收獲的更多、掌握的更多。二、培養(yǎng)了我的動手能力?！皩嶒灳褪菫榱俗屇銊邮肿?，去探索一些你未知的或是你尚不是深刻理解的東西?！泵總€步驟我都親自去做，不放棄每次鍛煉的機會。經(jīng)過這兩周，讓我的動手能力有了明顯的提高。三、讓我在探索中求得真知。那些偉大的科學家之所以偉大就是他們利用實驗證明了他們的偉大。實驗是檢驗理論正確與否的試金石。為了要使你的理論被人接受，你必須用事實（實驗）來證明，讓那些懷疑的人啞口無言。雖說我們的通信原理實驗只是對前人的經(jīng)典實驗的重復，但是對于一個知識尚淺、探索能力還不夠的人來說，這些探索也非一件易事。通信原理實驗都是一些經(jīng)典的給人類帶來了難以想象的便利與財富。對于這些實驗，我在探索中學習、在模仿中理解、在實踐中掌握。通信原理實驗讓我慢慢開始“摸著石頭過河”。學習就是為了能自我學習，這正是實驗課的核心