寬帶聲學(xué)多普勒流速剖面儀的中頻正交采樣算法 (1).docx

1、聲學(xué)技術(shù)TechnicalAcoustics寬帶聲學(xué)多普勒流速剖面儀的中頻正交采樣算法彭東立，馬海濤，許偉杰(中國科學(xué)院聲學(xué)研究所東海研究站，上海200032)摘要：寬帶聲學(xué)多普勒流速剖面儀(BroadbandAcousticDopplerCurrentProfile,BBADCP)發(fā)射由偽隨機(jī)編碼調(diào)制的正弦信號，信號帶寬在頻域上產(chǎn)生展寬，成為帶通信號。寬帶回波信號的處理多采用正交解調(diào)的方法，但此方法對采樣率的要求較高，硬件較難實現(xiàn)。利用數(shù)字中頻正交采樣法來實現(xiàn)，大大降低了采樣頻率，并且針對BBADCP解模糊速度的要求，進(jìn)行了寬帶回波信號的仿真試驗，結(jié)果證明插值的數(shù)字中頻正交采樣法適合于BBA

2、DCP的信號處理。關(guān)鍵詞：聲學(xué)多普勒流速剖面儀；中頻正交采樣：模糊速度；復(fù)協(xié)方差算法中圖分類號：TN911.7文獻(xiàn)標(biāo)識碼：A文章編號：1000-3630(2013)-0】-0015-04DOI編碼：10.3969/j.issn1000-3630.2013.01.004ThequadraturesamplingmethodforbroadbandacousticDopplercurrentprofilePENGDong-li,MAHai-tao,XUWei-jie(ShanghaiAcousticLaboratory,InstituteofAcoustics,ChineseAcademyofSc

3、iences,Shanghai200032,China)Abstract:ThesignaltransmittedbyBroadbandAcousticDopplerCurrentProfilerisakindofpseudo-randomcodingsignal.Theimpulsesignalisabroadbandsignalduetofrequencyspectrumspreading.ThereverberationsignalofBBADCPisprocessedwithquadraturedemodulation,whileitisdifficulttorealizebecaus

4、eoftherequiredhighsamplingrate.Digitalquadraturesamplingofintermediatefrequency(IF)signalisusedtodecreasethesamplingrate.Accordingtotherequirementofresolvingtheambiguityvelocity,thebroadbandreverberationsignalissimulatedtocalculatethevelocityofcurrent.Theresultverifiesthattheproposedmethodisappropri

5、atetosignalprocessingofBBADCP.Keyword:acousticDopplercurrentprofile;quadraturesamplingofIFsignal;ambiguityvelocity;complexcovarianceapproach0引言聲學(xué)多普勒流速剖面儀(AcousticDopplerCurrentProfile,ADCP),是一種利用換能器發(fā)射的聲脈沖，在隨水流運(yùn)動的懸浮物質(zhì)中所產(chǎn)生回波的多普勒頻移，而進(jìn)行流速測量的儀器。當(dāng)頻率為,的聲波在海水中傳播時，有一部分能量被隨海流而動的散射體散射回來，這些回波信號經(jīng)接收處理后可以測得其頻率為fro

6、根據(jù)多普勒頻移原理，只要聲源(或接收器)與散射體之間有相對運(yùn)動，則fo,其差值基為:err2vCOSarfd=J-JQ=-fo其中：y為收發(fā)換能器與散射體的徑向相對速度，c為聲速，a為掠射角。收福日期：2012-04-13;修回日2012-07-08作者簡介：彭東立(1980-),男，湖北隨州人，博七，研究方向為水聲信號處理.通訊作者：彭東立.E-mail:bemou2000(a)R寬帶聲學(xué)多普勒流速剖面儀(BroadbandAcousticDopplerCurrentProfile,BBADCP),使用具有隨機(jī)噪聲統(tǒng)計特性的偽隨機(jī)碼，對寬脈沖進(jìn)行相位調(diào)制。接收回波信號時，使用同樣的偽隨機(jī)碼進(jìn)

7、行相干解調(diào)，獲得兩路正交的解調(diào)信號。利用脈沖對的夏協(xié)方差算法，可以獲取BBADCP回波信號的多普勒頻移，進(jìn)而可準(zhǔn)確測定特定水層的流速。偽隨機(jī)碼調(diào)制的脈沖信號在頻域發(fā)生了頻段展寬，傳統(tǒng)方法是采用模擬方法實現(xiàn)信號的正交變換，此方法的缺點是本振信號不正交時，會產(chǎn)生虛假信號(氣為了減小模擬方法帶來的誤差，可在正交變換之前就對信號進(jìn)行數(shù)字采樣，利用軟件實現(xiàn)信號的正交變換，此方法的缺點是對A/D采樣的要求比較高，對中高頻信號來說，硬件上較難實現(xiàn)。對中頻寬帶信號可以利用低通濾波法、插值法和多相濾波法等中頻數(shù)字正交化處理方法獲取正交雙通道信號。低通濾波法幾乎在整個頻帶內(nèi)都具有相對較平坦的鏡頻抑制比，信號的歸一

8、化帶寬在40%左右時也可以達(dá)到170dB左右的鏡頻抑制比，所以本文對偽隨機(jī)碼調(diào)制的寬帶回波信號采用低通濾波法進(jìn)行正交變換，仿真結(jié)果表明，數(shù)字中頻正交采樣法適合于BBADCP的回波信號處理。1ADCP的正交解調(diào)在ADCP中可以通過模擬正交解調(diào)獲得基帶信號的復(fù)數(shù)形式，再利用脈沖對的復(fù)協(xié)方差算法獲得同波信號的多普勒頻偏，進(jìn)而得到水流的分層流速。設(shè)回波信號為y*（f）=/cos2而+2礦f+e（2）式中：4為回波幅值，人為載頻，人為多普勒頻偏,。為初始相位。模擬正交解調(diào)如圖1所示。cos(2鞏。圖I信號的模擬正交解調(diào)Fig.lThesimulatedquadraturedemodulationofth

9、esignal復(fù)信號蹈復(fù)相關(guān)運(yùn)算首先用相互正交的兩路信號分別與輸入信號做乘法運(yùn)算，得到兩路混頻信號，再分別進(jìn)行低通濾波，濾除混頻信號中的高頻部分，得到兩路信號仙）和ZW：，（。=；4血2形+創(chuàng)（3a）f2（0=|/cos2nfdt+0（3b）把兩路信號合成復(fù)信號為§cos（2咐+e）+isin（2咐+6）=§時山裕）"）對復(fù)函數(shù)做復(fù)相關(guān)運(yùn)算，有4e"初（SM）.4cT（2"+6）df二2e，2.rJo224由式（5）可以看出，復(fù)相關(guān)值與發(fā)射信號的載頻及初始相位無關(guān)，僅與回波信號的多普勒頻偏有關(guān)。對復(fù)相關(guān)函數(shù)求取一階譜矩，就可以得到回波信號的多普

10、勒頻偏，進(jìn)而計算分層水流流速。圖1為用模擬方法實現(xiàn)信號正交變換的原理框圖，該方法的主要缺點是需要產(chǎn)生正交的兩個本振信號海（2戒，）和sin（2戒）,當(dāng)這兩個本振信號不正交時，就會產(chǎn)生虛假信號，而用模擬本振的方法來進(jìn)行虛假抑制是非常困難的。為減小模擬方法帶來的誤差，可進(jìn)行數(shù)字混頻正交變換。數(shù)字混頻正交變換利用模擬信號f（t）數(shù)字化采樣后形成數(shù)字序列f（n）,然后與兩個數(shù)字正交本振序列cos（2戒）和sin（2從）相乘，再通過數(shù)字低通濾波來實現(xiàn)，如圖2所示。由于兩個正交本振序列的形成和相乘都是數(shù)學(xué)運(yùn)算的結(jié)果，使正交性可以得到保證。利用數(shù)字混頻進(jìn)行正交變換的主要缺點是需要在高頻進(jìn)行采樣數(shù)字化，從而對

11、A/D采樣的要求比較高。圖2數(shù)字混頻的正交變換Fig.2TheorthogonaltransformofthedigitalfrequencymixingLPF復(fù)相關(guān)運(yùn)算2BBADCP的數(shù)字中頻正交采樣BBADCP發(fā)射的偽隨機(jī)編碼調(diào)制的脈沖信號屬于寬帶信號。為了避免模擬正交解調(diào)本振信號正交性帶來的虛假信號，也為了避免數(shù)字混頻正交變換的高采樣率要求，本文采用數(shù)字中頻正交采樣的低通濾波法進(jìn)行BBADCP回波信號處理。假設(shè)一個寬帶信號可以表示為/（。=如）cos2戒f+6（/）（6）式中：力。）、。分別為包絡(luò)和相位調(diào)制函數(shù)，L為載頻或中頻。按以下采樣頻率對其進(jìn)行采樣匕=器j=°，1，2式（

12、7）中，m選取的最大值要滿足帶通采樣定理。采樣后的序列為：f(n)=A(n)cos2t=4()cos&()A（n）cos2兀（端+】）2/n+l'玄羿m)-Q()sincos4卜q(n)sin(3(«)sin(普旦m)=(8)2m+(一1嚴(yán)()，為偶數(shù)(-1尸(-1)(T2q()，為奇數(shù)式中：I(ri)=A(n)cos0(n>j»Q(n)=A(n)sn(w)分別為基帶信號的同相分量和正交分量。由式(8)可以看出，只需進(jìn)行符號修正，可直接由采樣值交替得到信號的同相分鼠/()和正交分量通過低通濾波器，并進(jìn)行1/2抽取的/、Q兩路輸出信號在時間上相差一個采樣

13、周期，如果要得到相同時刻的1、Q值，就需要對時域采樣信號進(jìn)行插值，使兩路信號在時域?qū)R，如圖3所示。cos（2瓦戶1,0,-1,0sin（2鞏）=0,1,0,-1.圖3低通濾波的數(shù)字中頻正交采樣Fig.3ThequadraturesamplingofIFsignalinlowpassfilter3模糊速度的區(qū)域判別文獻(xiàn)5介紹了一種利用時延估計對模糊速度進(jìn)行區(qū)間判別的方法。文獻(xiàn)6在時延變化的邊界區(qū)域，結(jié)合復(fù)協(xié)方差算法進(jìn)行修正，從而避免由時延誤差帶來的區(qū)間誤判。在邊界區(qū)域的判別中，文獻(xiàn)6規(guī)定了1/4的可疑范圍，增加了判別的復(fù)雜度。本文仍然是利用時延估計對模糊速度進(jìn)行區(qū)間判別，但在區(qū)間判別的方式上進(jìn)

14、行了簡化。假設(shè)二相相位編碼信號重復(fù)一次，編碼信號的脈間時延與速度的對應(yīng)關(guān)系如式(9)所示，即脈間時延與速度成線性關(guān)系。Tv(9)C其中：£為碼元數(shù)，T為碼元寬度。速度的真實值V與采用復(fù)協(xié)方差法得到的計算753=1:-!V/Va圖4區(qū)實速度與復(fù)協(xié)方差法計算速度之間的關(guān)系Fig.4Therelationshipbetweentruevelocityandambiguousvelocitycalculatedviacomplexcorrelationmethod值之間的關(guān)系如圖4所示，其中，實線對應(yīng)的是真實速度值，梅花點對應(yīng)的是由復(fù)協(xié)方差算法得到的模糊速度值，為解決模糊問題，必須準(zhǔn)確地判斷

15、模糊速度值所在的模糊區(qū)間，即需要確定巾值。速度的真實值y與計算速度*的關(guān)系式如式(10)所示:v=2mva+vctm=0,±l,±2-(10)其中：、為模糊速度，-vvc<voo由式(1)可知，水流流速與多普勒頻偏成正比，則式(10)中的速度關(guān)系可轉(zhuǎn)變?yōu)轭l率關(guān)系：刀=2戒+兀w=0,±l,±2-(11)其中：九為模糊頻率，-心<h。由式(11)得小=(/-九)/2九(12)其中：為為由時延估計得到的頻偏值，包含模糊區(qū)間，計算精度不高，在模糊區(qū)間的邊緣，可能會由于計算的不準(zhǔn)確引起辦值的跳變；R為由復(fù)協(xié)方差法計算得到的頻偏值，而復(fù)協(xié)方差法是由反正

16、切值計算而來，在模糊區(qū)間的邊緣會發(fā)生函數(shù)值正負(fù)號的變化，不包含模糊區(qū)間，計算精度葡，員與人的差值即為模糊區(qū)間X區(qū)間數(shù)目血由于ADCP的回波信號受疊加和噪聲的影響，所以由時延估計得到的頻偏值力精度不高，由其計算得到模糊區(qū)間數(shù)值m會偏離整數(shù)值。若/o=3OOkHz,£=31,M=2,每個碼元中填充六個正弦波，碼元寬度r=20Ps,加性高斯白噪聲干擾，信噪比為10dB,由信號時延估計的Cramer-Rao下限可知叫編碼脈沖時延估計的標(biāo)準(zhǔn)方差為其中：T=Lt為信號寬度(取一段碼元的長度)，用為信號帶寬(碼元寬度的倒數(shù))，S/N為信噪比。模糊區(qū)間寬度對應(yīng)的時延變化量為AT«2vfl=

17、jr-3.33ns即時延估計標(biāo)準(zhǔn)差的Cramer-Ra。下限要比區(qū)間寬度小一個數(shù)量級，所以直接對計算得到的模糊區(qū)間數(shù)值m取整，即可得到模糊區(qū)間數(shù)目M,避免了文獻(xiàn)6中對模糊區(qū)間的再次劃分，簡化了計算方法。利用時延估計的方法解決寬帶ADCP的速度模糊問題的流程圖如圖5所示。4寬帶信號回波仿真假設(shè)發(fā)射信號的中心頻率(即中頻頻率)為300kHz,波束寬度為4.2。，發(fā)射信號的掠射角為70。，寬帶信號采用6階的m序列調(diào)制，碼元數(shù)為63位，時延計算”值復(fù)相關(guān)法計算速度*|m值修正丁1'獲得精確流速值v時延計算”值復(fù)相關(guān)法計算速度*|m值修正丁1'獲得精確流速值v圖5BBADCP的計算流程圖

18、Fig.5ThecalculationflowchartofBBADCP編碼重復(fù)次數(shù)為4,每個碼元寬度包含四個信號周期，回波信號的采樣頻率為240kHzo為了模擬真實的海水回波，假設(shè)回波信號的復(fù)包絡(luò)符合瑞利分布，多普勒頻偏符合高斯分布，隨機(jī)相位在(0,2冗)之間符合均勻分布，得到回波信號的時域波形和頻譜如圖6所示也00.20.40.60.811.21.41.61.82"ms(a)回波時域信號0|瞄頗IA150200250300350400450/kHz(b)網(wǎng)波頻漕z/ms(c)回波自相關(guān)函數(shù)Fig.6圖6回波模擬信號的時域波形及頻諧Wavefonn,spectrumandautoc

19、orrelationofvolumereverberationsignal利用第3節(jié)中的數(shù)字中頻正交采樣方法，計算-1010m/s之間的速度誤差，利用第4節(jié)中介紹的解速度模糊的方法，計算結(jié)果如圖7所示。由圖6(a)可見，本文所介紹的中頻正交采樣方法能夠很好地對測速模糊區(qū)間進(jìn)行校正，不會發(fā)生區(qū)間誤判。由圖6(b)可見，單次測速誤差均在0.04m/s之內(nèi)，再通過計算平均，速度誤差可以降低到O.OIm/s之內(nèi)，符合BBADCP的精度1%的要求。5結(jié)論本文在BBADCP正交解調(diào)進(jìn)行寬帶回波信號.10-8-6-4-20246810模擬速度/(ms。(a)m(ft的修正0.040.020-0.02-0.0

20、4F0.8-6-4-20246810模擬速度/(m)(b)速度計尊精度圖7計算結(jié)果的桁值修正及計算精度Fig.7ThemodificationofmvaJueandthecalculationaccuracyofcalculatedresults處理的基礎(chǔ)上，利用數(shù)字中頻正交采樣方法，大大降低了接收信號的采樣頻率，降低了對接收信號的處理要求。結(jié)合BBADCP對回波信號模糊速度的處理要求，利用數(shù)字中頻正交采樣的方法進(jìn)行仿真，能夠很好地解決速度模糊問題，速度誤差也可控制在允許的精度范圍之內(nèi)，證明本方法在BBADCP上的使用是可行的。參考文獻(xiàn)IMillerKS,RochwargcrMM.Acovar

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