矩陣式隔離型雙向AC-DC變換器控制策略.docxVIP

1、電工技術(shù)學(xué)報(bào)TRANSACTIONSOFCHINAELECTROTECHNICALSOCIETYDOI:10.19595/ki.l000-6753.tces.L80530矩陣式隔離型雙向AC-DC變換器控制策略梅楊黃偉超劉子毓（北方工業(yè)大學(xué)北京市變頻技術(shù)工程技術(shù)研究中心北京100144）摘要針對(duì)矩陣式隔離型雙向AC-DC變換器，提出一種控制策略，即前級(jí)矩陣變換電路和后級(jí)全橋電路的調(diào)制策略以及矩陣變換器雙向開(kāi)關(guān)的換流方法。其中，前級(jí)矩陣變換電路的調(diào)制基于雙線電壓調(diào)制思路，對(duì)扇區(qū)進(jìn)行重新劃分，調(diào)整和優(yōu)化開(kāi)關(guān)狀態(tài)選擇，以滿足簡(jiǎn)化換流需求，后級(jí)全橋電路根據(jù)前級(jí)矩陣變換電路的調(diào)制策略，配合前級(jí)調(diào)節(jié)脈沖寬

2、度進(jìn)行協(xié)調(diào)控制，雙向開(kāi)關(guān)換流采用基于交流電壓相對(duì)大小的兩步換流方法。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，在整流和逆變模式下，矩陣式隔離型雙向AC-DC變換器均能保證網(wǎng)側(cè)電流正弦，功率因數(shù)接近于1，輸出電壓電流可以保持恒定。由此證明，提出的控制策略，可實(shí)現(xiàn)變換器能量雙向變換，且輸入輸出性能優(yōu)良。關(guān)鍵詞：AC-DC變換器矩陣變換器控制策略隔離型中圖分類(lèi)號(hào)：TM46BidirectionalandIsolatedAC-DCConverterBasedonReducedMatrixConverterMeiYangHuangWeichaoLiuZiyu(InverterTechnologyEngineeringRese

3、archCenterofBeijingNorthChinaUniversityofTechnologyUniversityBeijing100144China)AbstractInthispaper,acontrolstrategyisproposedforthematrixisolatedbi-directionalAC/DCconverter,includingthemodulationstrategyoffront-endmatrixconvertercircuitandback-endfull-bridgecircuit,andthecommutationmethodforthebi-

4、directionalswitchofmatrixconverter.Basedonthedouble-linevoltagemodulationtheory,themodulationoffront-endmatrixtransformationcircuitrebuildsthesectorrepartition,andadjustsandoptimizestheoptionofswitchingstatetosatisfythesimplifiedcommutationdemand.Theback-endfull-bridgecircuitiscontrolledbyadjustingp

5、ulsewidthaccordingtothepolarityofthematrixconvertercircuitmodulation,andthebi-directionalswitchusesatwo-stepswitchingmethodbasedontherelativesizeofACvoltage.Thesimulationandexperimentalresultsshowthatthegridcurrentissinusoidal,thepowerfactoriscloseto1,andtheoutputvoltage/currentareconstantinrectifie

6、randinvertermodes.Therefore,theproposedstrategyinthispapercanrealizethebidirectionalenergyconversionoftheconverter,andhasexcellentinputandoutputperformance.Keywords：AC-DCconverter,matrixconverter,controlstrategy,isolated國(guó)家自然科學(xué)基金51477（X）3）和北京市白然科學(xué)基金（3192012）資助項(xiàng)目。收稿日期2018-07-01改稿日期2018-11-27交渣電源I圖1I凹旦

7、絲匹砂一直毯里性坐迪SL_曳成彼庭虹述迎壁J輸出I矩陣式隔由型茹jacdc4/s|淀波"我矩陣式隔離型雙向AC-DC變換器拓?fù)鋓i|叔Fig.lAC-DCconverter0引言矩陣式AC-DC變換器作為傳統(tǒng)交交矩陣變換器的一種衍生拓?fù)?，具有高效率、高功率密度、低電流諧波、單位功率因數(shù)等優(yōu)點(diǎn)小引。其中矩陣式隔離型AC-DC變換器是其典型拓?fù)渲?，通過(guò)引入高頻變壓器，可實(shí)現(xiàn)輸入和輸出之間的電氣隔離，且變壓器體積小、抗干擾能力強(qiáng)、升降壓范圍寬。在體積空間有限的應(yīng)用，如風(fēng)力發(fā)電、電動(dòng)汽車(chē)充電場(chǎng)合，特別是V2G系統(tǒng)等，具有廣闊應(yīng)用前景孔目前矩陣式隔離型AC-DC變換器的控制策略多沿用傳統(tǒng)矩陣

8、變換器的成熟方法，對(duì)前級(jí)的三相-單相矩陣變換電路可采用空間矢量脈寬調(diào)制(SpaceVectorPulseWidthModulation,SVPWM).正弦PWM等方法，但存在調(diào)制計(jì)算復(fù)雜、嚴(yán)重依賴于輸入電壓質(zhì)量，并且后級(jí)的單相整流電路多采用二極管，僅能實(shí)現(xiàn)單方向整流運(yùn)行BE，很難滿足諸如電動(dòng)汽車(chē)V2G充電等雙向能量流動(dòng)需求。而前級(jí)矩陣變換電路中雙向開(kāi)關(guān)的換流則采用傳統(tǒng)的多步換流，如四步、三步、兩步換流等方法。本文針對(duì)矩陣式隔離型雙向AC-DC變換器，綜合考慮前、后級(jí)電路的協(xié)調(diào)分配、雙向電能變換需求以及安全簡(jiǎn)化換流要求，提出一種控制策略，并通過(guò)仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了其正確性和有效性，以及換流的安全性和

9、可靠性。1電路拓?fù)渚仃囀礁綦x型雙向AC-DC變換器拓?fù)淙鐖D1所示，該變換器主要由網(wǎng)側(cè)LC濾波器、前級(jí)三相-單相矩陣變換電路、高頻變壓器、后級(jí)單相全橋電路四部分組成。其中，網(wǎng)側(cè)LC濾波器用于濾除由于高頻開(kāi)關(guān)動(dòng)作產(chǎn)生的輸入電流高頻諧波；前級(jí)矩陣變換電路與間接矩陣變換器的整流級(jí)電路類(lèi)似，由6個(gè)雙向開(kāi)美組成，每個(gè)雙向開(kāi)關(guān)由兩個(gè)單向可控的開(kāi)關(guān)管反向串聯(lián)構(gòu)成：高頻變壓器主要實(shí)現(xiàn)電Thetopologyofbidirectionalandisolated氣隔離和能量的傳遞，高頻變壓器上無(wú)串聯(lián)的電感|,2-141,即將前級(jí)變換電路產(chǎn)生的高頻交流電壓升壓/降壓傳輸給后級(jí)變換電路：后級(jí)變換電路采用4個(gè)MOSFET

10、以H橋結(jié)構(gòu)(即全橋結(jié)構(gòu))構(gòu)建而成，可實(shí)現(xiàn)高頻交流電能與負(fù)載側(cè)直流電能之間的雙向流通。2工作原理圖I中，三相交流電源提供三相平衡正弦電壓為«sa'炳b、Wsc»網(wǎng)側(cè)電流為isa、，sb、isc，前級(jí)矩陣變換電路的三相輸入電壓為如、“b、“c，電流為么、ib、/co前級(jí)矩陣變換電路輸出連接高頻變壓器-次側(cè),一次電壓為好，一次電流為/Po高頻變壓器二次側(cè)連接后級(jí)全橋電路，二次電壓為“S，二次電流為心后級(jí)變換電路輸出電壓為"D，輸出電流為電感電流”，由于其采用全橋結(jié)構(gòu)，存在反向二極管通路，因此，必然存在電壓如20。然后經(jīng)過(guò)輸出LC濾波器,連接于直流側(cè)負(fù)載，負(fù)載電壓

11、"DC，電流/DCo前級(jí)矩陣變換電路通過(guò)控制開(kāi)關(guān)S叩pSenn可以實(shí)現(xiàn)將高頻變壓器一次側(cè)的兩端交替連接到線電壓“ab、Mac'"be、"ba、知、<b上。在網(wǎng)側(cè)電壓«a>“b>“c時(shí)，奴是最大的正極性線電壓。當(dāng)前級(jí)矩陣變換電路選擇線電壓Mac連接到高頻變壓器一次側(cè)時(shí)，高頻變壓器一次側(cè)的電壓P=心矩陣變換電路選擇線電壓奴時(shí)的電流通路如圖2所示。器前優(yōu)陞陣建換電睹變庶器后級(jí)全橘電路I輸出IM氣|謔臨|負(fù)妓圖2矩陣變換電路選擇線電壓時(shí)的電流通路Fig.2Thecurrentpathofthematrixconvertercircuit

12、whenthelinevoltageisselected當(dāng)電能正向傳輸時(shí)，電能從交流電源傳遞至直流負(fù)載，變換器工作于整流模式。此時(shí)電感電流iL>0o圖2中，“s和/s極性相同，根據(jù)變壓器的輸入輸出電壓電流等量關(guān)系可知一次電壓“p和電流幣極性相同。變換器的前級(jí)矩陣變換電路工作于3r/2s交交變頻模式，將電網(wǎng)的三相工頻電壓變換為高頻單相交流電壓，經(jīng)過(guò)高頻變壓器隔離變壓后傳輸至后級(jí)變換電路，該電路工作于整流狀態(tài)，將單相交流電壓整流為直流電壓，然后經(jīng)過(guò)負(fù)載側(cè)輸出濾波器后提供給負(fù)載。電能反向傳輸時(shí)，電能從直流負(fù)載傳遞至交流電源，變換器工作于逆變模式。此時(shí)，電感電流/,<0。與整流狀態(tài)相反，m

13、s和is極性相反，同樣地，電壓“p和電流iP極性相反。變換器的后級(jí)變換電路工作于逆變狀態(tài)，將負(fù)載直流電壓升壓逆變?yōu)閱蜗喔哳l交流電壓，經(jīng)過(guò)高頻變壓器隔離變壓后傳輸至前級(jí)矩陣變換電路，該電路工作于2s/3r交交變頻模式，將高頻單相交流電壓變換為三相工頻電壓，通過(guò)網(wǎng)側(cè)LC濾波后反饋回交流電網(wǎng)。由此可以看出，能量流動(dòng)方向體現(xiàn)在輸出電感Lo上的電流/.的方向，則通過(guò)控制iL的方向可有效控制該電路的能量流動(dòng)方向。3控制策略為提高變換器輸出電壓利用率和系統(tǒng)電能轉(zhuǎn)換效率，保證系統(tǒng)安全穩(wěn)定運(yùn)行，前級(jí)矩陣變換電路采用雙線電壓調(diào)制方法，后級(jí)變換電路與前級(jí)協(xié)調(diào)配合，在不同運(yùn)行模式下分別采用同步整流控制和逆變PWM控制

14、，矩陣變換電路中雙向開(kāi)關(guān)之間采用基于輸入電壓檢測(cè)的兩步換流方式。3.1調(diào)制方法在傳統(tǒng)矩陣式變換器中，雙電床調(diào)制方法利用輸入電壓的最大值和次大值（即中間值）來(lái)擬合輸出電壓，輸出電壓利用率高且抗干擾性好|,5-161,因此本文借鑒該方法對(duì)前級(jí)矩陣變換電路進(jìn)行調(diào)制。根據(jù)三相交流電源不能短路，感性負(fù)載不能斷路的安全原則，在任意時(shí)刻前級(jí)矩陣變換器的三個(gè)上橋臂中有且只有一相導(dǎo)通，三個(gè)下橋臂中有且只有一相導(dǎo)通，使得輸出電壓連接至某一輸入線電壓。即利用雙向開(kāi)關(guān)Sap（包含Sapp和Sa”,下同）、San、Sbp、Sbn、Sep、Sen的不同開(kāi)關(guān)狀態(tài)，使得該電路交替輸出線電壓Hab、Wac>"b

15、e、以ba、"ca、“cb以及零電Maa'"bh、Wee0為保證線電壓極性及其幅值的大小不變，本文將一個(gè)電源周期均分為12個(gè)扇區(qū)，輸入電壓扇區(qū)劃分如圖3所示。（a>相電壓與扇區(qū)對(duì)應(yīng)關(guān)系<b）線電壓與扇區(qū)對(duì)應(yīng)關(guān)系圖3輸入電壓扇區(qū)劃分Fig.3Sectordistributionbasedoninputvoltage定義Wphlmax、Wphlmcd、Wphlmin分別為輸入相電壓、處、伉的絕對(duì)值中最大值、次大值（中間值）和最小值。定乂“Lmax、"Lmed分力U為Wah>Ifac'"be、"ca、"cb

16、W，極性為正，且絕對(duì)值最大的和次大的輸入線電壓，ML0為前級(jí)矩陣變換電路的輸出零電壓，即%、"bb、Mee之*。以第2扇區(qū)為例，此時(shí)輸入相電壓和線電壓大小滿足|妃>|風(fēng)|>|%|，Wac>Wbc>Mab>0,故按照上述定義有|"ph|max=|“c|、|"ph|mcd=|"a|、|"ph|min=|b|,"Unax_“ac、"Lm妒"be，"L0可以選擇"Lmax和“Lm迎所共有的C相對(duì)應(yīng)的Wcco在一個(gè)控制周期內(nèi)，所需的變壓器一次電壓“P，可以通過(guò)當(dāng)前時(shí)刻最大的兩

17、個(gè)線電壓和零電壓來(lái)直接擬合。則在第2扇區(qū)中，選擇絕對(duì)值最大的線電壓和次大的線電壓"be以及零電壓合成輸出電壓，可提高輸出電壓幅值范圍。同時(shí)，為了避免輸出電壓存在直流分量而導(dǎo)致高頻變壓器發(fā)生磁飽和，需要滿足變壓器-次電壓的伏秒積為零，即在一個(gè)控制周期內(nèi)，“P的平均值為零。因此，將每個(gè)非零線電壓作用時(shí)間均分為二，交替采用正負(fù)兩個(gè)線電壓。采用如圖4所示的電壓分布方式I®，前半個(gè)周期采用極性為正的線電壓和零電壓，后半個(gè)周期采用極性為負(fù)的線電壓和零電壓，每半個(gè)周期內(nèi)均按輸出電壓絕對(duì)值由大到小排列。圖4中，儡X、臨d和/0分別為一個(gè)控制周期內(nèi)選擇的各線電壓的作用時(shí)間。從圖4中可以看出，

18、該作用時(shí)間一方面會(huì)影響到矩陣變換電路的輸出電壓“P：另一方面也影響到變壓器一次電流"到各相電流的分配，進(jìn)而影響網(wǎng)側(cè)電流的波形質(zhì)量。為保證網(wǎng)側(cè)電流的電能質(zhì)量，需要建立矩陣式隔離型雙向AC-DC變換器的輸入、輸出電流等量關(guān)系。高頻變壓器Tr連接前級(jí)矩陣變換電路和后級(jí)全橋電路，則根據(jù)其一次側(cè)與二次側(cè)的匝數(shù)比1:，建立前級(jí)和后級(jí)的電路之間的聯(lián)系。高頻變壓器一次電壓“P與二次電壓“S滿足Fig.4Thevoltagedistributioninacontrolperiod“s=nuP（1）高頻變壓器一次電流幣與二次電流is滿足ip=nis（2）由于電流通常由負(fù)載決定，可以假設(shè)輸出LC濾波器中電

19、感爵足夠大，保證在圖4所示的一個(gè)控制周期內(nèi)其電流“不變，則高頻變壓器的二次電流，在變底器一次電壓u>0>=0和"V0時(shí)，根據(jù)式（1）可以得到變壓器二次電壓“S的極性與“P相同，而后級(jí)變換電路的開(kāi)關(guān)管按照與前級(jí)配合的方式,在“p>0時(shí)令S2和S4導(dǎo)通：在Mp<0時(shí)令S和S3導(dǎo)通：在</P=0時(shí)令Si、S?、S3、S4均導(dǎo)通。則可以得到變壓器二次I咿is為4=1.叩泊-Iu<0同時(shí)，也可以彳*到焰級(jí)%:橋電路的輸出電壓與高頻變壓器二次電壓“S之間的關(guān)系為nTsI根據(jù)圖4中排列的開(kāi)關(guān)狀態(tài)可以得到，關(guān)狀態(tài)選擇可以將高頻變壓器的次電流三相交流電源的a、b、c

20、三相中。(4)不同的開(kāi)分配到根據(jù)式（2）和式（3）以及不同開(kāi)關(guān)狀態(tài)對(duì)應(yīng)的電流等量關(guān)系，可以推得在第2扇區(qū)中，矩陣變換電路的輸入電流在-個(gè)控制周期內(nèi)平均值為7".'max+'med'c=%-腎(5)'L=nt'med式中，丁為控制周期。由式（5）可知，在一個(gè)控制周期內(nèi)，各相的平均電流即各相的實(shí)際作用時(shí)間與周期的比值?；诖岁P(guān)系，為了實(shí)現(xiàn)電流與電壓保持同頻和同相，可令各開(kāi)關(guān)狀態(tài)的作用時(shí)間與對(duì)應(yīng)電壓瞬時(shí)值之間呈現(xiàn)固定的比例關(guān)系，可得相關(guān)關(guān)系為臨工化|+'med*|(6)max(7)一個(gè)控制周期內(nèi)，知心、，mcd和必按照當(dāng)前扇區(qū)中的相電壓的瞬時(shí)

21、值與相電壓的幅值的比值計(jì)算為T(mén)l»al'tnT"I臨=方in?0=T-4nax_4ned式中,。為調(diào)制度,«e（o,1；um為相電壓的幅值。理想電網(wǎng)的三相電壓的表達(dá)式為W；|（0=Umcos（仞）b(/)=Un】cos|仞-TIMe(0=UmCOS(8)J）g瑚由于三相輸入電流經(jīng)過(guò)輸入LC濾波器后高頻成分被濾除，可以認(rèn)為網(wǎng)側(cè)電流、姑、認(rèn)是三相輸入電流右、器、ic的低頻部分。按照扇區(qū)的電壓對(duì)應(yīng)關(guān)系，將式（7）和式（8）代入式（5）得到在第2扇區(qū)內(nèi)的網(wǎng)側(cè)電流為/（/）=anicos（仞）saLLb（0=兩讓cos仞一Ii就（f）=aniLcos|cot+_(9

22、)II3）同理，可以推導(dǎo)證明式（9）在其他扇區(qū)中也成立，并且該結(jié)果不依賴電流時(shí)的方向，因此對(duì)于整流和逆變模式均成立。調(diào)制度«和匝數(shù)比1：均不變時(shí)，只要保證跟恒定，即可證明按照該調(diào)制策略可以保證三相電流平均值均為與相電壓同頻同相的正弦量。由于電流通常是由負(fù)載決定，對(duì)于多數(shù)情況卜，保持穩(wěn)定的電流需要保證直流側(cè)輸出電壓穩(wěn)定。則在第2扇區(qū)中，在一個(gè)控制周期內(nèi)，根據(jù)式（1）和式（4）以及圖4所示的電壓排列關(guān)系，后級(jí)全橋電路的輸出電壓“D的平均值可以表示為"'max|"ac|+nicd|"bc|+%|"cc|(10)并將式（7）和式（8）代入式（1

23、0）可以得到nU2m（11）因此，的平均值在變壓器匝數(shù)比1：時(shí)為常數(shù)、三相交流電壓的幅值Um保持不變時(shí)只和調(diào)制度有關(guān)，從而可以證明該變換器拓?fù)漭敵鰹橹绷?，且通過(guò)對(duì)調(diào)制度。的控制，實(shí)現(xiàn)對(duì)直流輸出電壓的控制，進(jìn)而控制并保證電感電流讓恒定，既滿足了直流側(cè)輸出為穩(wěn)定的直流的要求，也滿足了分析式（9）得到的使得三相交流電流為正弦的條件。因此該策略可以保證網(wǎng)側(cè)電流正弦且相位與電網(wǎng)電壓一致，并且適用于能量雙向流動(dòng)的工況。3.2換流方式前級(jí)矩陣變換電路中需要保證任意兩相之間均不能短路，旦為了避免因?yàn)槌尸F(xiàn)感性的變壓器上的電流斷路而造成過(guò)電壓，需要保證電流不斷路。因前級(jí)矩陣變換電路輸出為高頻交流電壓，其電流方向檢

24、測(cè)困難，本文提出了基于輸入電壓檢測(cè)的前級(jí)短陣變換電路及與后級(jí)協(xié)調(diào)的兩步換流方式。前級(jí)矩陣變換電路可看成是上下兩個(gè)3s/2i矩陣變換電路，雙向開(kāi)關(guān)之間的換流分別發(fā)生在三個(gè)上橋臀的雙向開(kāi)關(guān)之間或三個(gè)下橋臂的雙向開(kāi)關(guān)之間，由于其換流過(guò)程類(lèi)似，因此可以只分析其中的一組。在無(wú)換流動(dòng)作時(shí)，除了類(lèi)似于圖2中所示的完全導(dǎo)通的雙向開(kāi)關(guān)，剩余的雙向開(kāi)關(guān)可按照相電壓的相對(duì)大小，將另外兩相上每個(gè)雙向開(kāi)關(guān)中承受漏極-源極電壓為負(fù)的一只開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)導(dǎo)通，以保證電源不會(huì)被短路。按照此原則，在無(wú)換流動(dòng)作時(shí)，允許4個(gè)開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通。在第2扇區(qū)中“>>“，P分別abc連接到a、b、c三相的開(kāi)關(guān)組合，開(kāi)關(guān)狀態(tài)選擇如圖5所示。圖

25、5中，由于a相具有最高的電位，c相具有最低的電位，圖5中圓圈標(biāo)識(shí)的Sapp、Scpn一直保持導(dǎo)通狀態(tài)，此時(shí)通過(guò)Sapn、Sepp上帶有的二極管構(gòu)成了一個(gè)連接到最高和最低電位的二極管半橋，顯然，這保證了P端口的電流無(wú)論極性如何都始終可以續(xù)流通路。另外，由于b相具有中間電位，各續(xù)流二極管均為反向偏置，不會(huì)形成電流通路而造成短路。圖5開(kāi)關(guān)狀態(tài)選擇Fig.5Theswitchingstateselection當(dāng)換流發(fā)生時(shí)，前級(jí)矩陣變換電路中部分開(kāi)關(guān)管需要被關(guān)斷，部分開(kāi)關(guān)管需要被開(kāi)通，后級(jí)H橋電路也需要開(kāi)關(guān)動(dòng)作。由于前述的開(kāi)關(guān)狀態(tài)選擇的原則中巳經(jīng)考慮到換流過(guò)程中需要避免電流斷路的問(wèn)題，因此換流過(guò)程相對(duì)傳

26、統(tǒng)的四步換流來(lái)說(shuō)可以大幅簡(jiǎn)化,只需要兩步即可完成。包括后級(jí)的H橋電路的所有開(kāi)關(guān)管在內(nèi)，只需要關(guān)斷需要關(guān)斷的開(kāi)關(guān)管，間隔一個(gè)死區(qū)時(shí)間后，導(dǎo)通需要導(dǎo)通的開(kāi)關(guān)管即完成換流過(guò)程。4仿真分析與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證為了驗(yàn)證所提出的矩陣隔離型雙向DC-DC變換樣對(duì)應(yīng)的控制策略和種簡(jiǎn)單的兩步換流策略的正確性和有效性，進(jìn)行了相關(guān)的仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。4.1仿真分析仿真中的交流相電壓設(shè)定為220V,AC-DC的整流模式時(shí)，直流側(cè)為一個(gè)4.8Q的負(fù)載：DC-AC的逆變模式時(shí)，直流側(cè)連接-個(gè)48V的恒壓源，系統(tǒng)關(guān)鍵參數(shù)見(jiàn)表1。表1系統(tǒng)關(guān)鍵參數(shù)Tab.lThekeyparametersofsystem開(kāi)關(guān)額率熨kHz數(shù)7值交流電感/V

27、mH().5交流電容G/nF1匝數(shù)比1:，1:0.12直流電感AokH47直流電容G7HF470仿真中對(duì)電感Lo的電流h.進(jìn)行閉環(huán)控制，整流模式時(shí)，設(shè)定電流讓的參考值為10A.得到的a相電壓&及a相電流/sa如圖6a所示，直流側(cè)的電感電流心和輸出電壓«dc電流波形如圖6b和圖6c所示。從圖6中可以看出，變換器的網(wǎng)側(cè)電流正弦度良好，與電壓同相位。電感紋波電流峰峰值約為1.5A,輸出電壓紋波約0.2V。0.100.110.120.130.140.150.160.170.180.190.2C/s從圖8中可以看出，變換器的網(wǎng)側(cè)電流正弦度良好，與電壓相差180°,此時(shí)能量是從

28、直流側(cè)向交流側(cè)流動(dòng)。網(wǎng)側(cè)電流兒的THD分析如圖9所示?；ǎ?0Hz）=1.001A,THD=l.65%L|1|08642LO.O.O.O.1015202530354C<b)電感電流0.100.110.120.130.140.150.160.170.180.190.2C<c）輸出電壓圖6整流模式的電壓電流波形Fig.6Thevoltageandcurrentwaveformsinrectifiermode將葛取10個(gè)工頻周期，分析2000Hz以下的圖7整流模式網(wǎng)側(cè)電流房的THD分析Fig.7TheTHDanalysisofgridcurrenti»ainrectifier

29、mode從圖7中可以看出，仿真中，在整流模式時(shí)的網(wǎng)側(cè)電流THD=0.64%oVi<b）電感電流圖8逆變模式的電壓電流波形Fig.8Thevoltageandcurrentwaveformsininvertermode逆變模式時(shí)，設(shè)定電流的參考值為-lOAo得到的a相電壓如及a相電流葛如圖8a所示，電感電流丸電流波形如圖8b所示。諧波次數(shù)9逆變模式網(wǎng)側(cè)電流M的THD分析Fig.9TheTHDanalysisofgridcurrentdininvertermode從圖9中可已看出，仿真中，逆變模式的網(wǎng)側(cè)電流THD=1.65%°由于三相對(duì)稱(chēng)的三相三線制線電流中不含有偶次電流諧波和3次

30、電流諧波，諧波主要為6±1次(=1,2,)。此外，由于開(kāi)關(guān)器件流通電流時(shí)存在通態(tài)壓降，且各開(kāi)關(guān)之間需要有死區(qū)時(shí)間，這些非理想的特性往往會(huì)造成電壓和電流偏離預(yù)期值而產(chǎn)生畸變和諧波。由于在整流模式和逆變模式下，能量傳輸方向相反，所以其電流的流向也相反，在兩種模式下產(chǎn)生的電流畸變也會(huì)存在一定的差異，進(jìn)而體現(xiàn)在整流模式和逆變模式下各次諧波含量及分布存在一定的差異。4.2實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證為驗(yàn)證所提控制策略的可行性與實(shí)用性，本文利用TI公司的TMS320F28335型DSP芯片和英特爾公司的EPM240F100C5N型CPLD芯片作為控制器，按照仿真參數(shù)搭建了實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，如圖10所示。其中，系統(tǒng)的控制頻率

31、為37.5kHz,開(kāi)關(guān)頻率為75kHz°圖10實(shí)驗(yàn)裝置Fig.10Photographofthecxpcrimcnialsetup整流模式時(shí)，交流電源的相電壓為60V,直流輸出接電阻負(fù)載，實(shí)驗(yàn)中交流源的電壓及電流么波形如圖Ila所示，電流波形測(cè)量數(shù)據(jù)導(dǎo)入Matlab進(jìn)行的THD分析結(jié)果如圖lib所示。AlOms/格)(a)a相電壓、及電流的波形20ms/格)<a)a相電壓及電派必的波形1.00.80.60.40.2354C基波(50Hz)=l077A,THD=2.59%30005101520諧波次數(shù)(b)THD分析圖II整流模式的實(shí)驗(yàn)波形Fig.11Theexperimenta

32、lwaveformsofrectifiermode整流模式卜，變換器的網(wǎng)側(cè)電流正弦度良好，交流電源測(cè)量的功率因數(shù)為0.995,分析得到的電流THD=2.59%。同時(shí)，在該工況下，高頻變壓器的一次電壓和一次電流波形如圖12所示，與設(shè)計(jì)的電壓分布關(guān)系一致。A5應(yīng)格)圖12高頻變壓器的一次電壓和一次電流波形Fig.12Thevoltageandcurrentwaveformsofahigh-frequencytransformer逆變模式時(shí)，直流采用恒壓電源供電，輸出交流連接電阻負(fù)載，輸出電壓為40V.a相電壓風(fēng)及電流匾波形如圖13a所示，電流的THD分析如圖13b所示。逆變模式下，變換器的網(wǎng)側(cè)電流

33、正弦度良好，實(shí)驗(yàn)測(cè)試的功率因數(shù)為0.992,分析得到的電流THD=2.89%。從實(shí)驗(yàn)結(jié)果可以看出，無(wú)論整流模式還是逆變模式變換器，網(wǎng)側(cè)電流正弦度良好，電流的THD均較小，與仿真結(jié)果基本吻合。1.51.00.5051015202530354C諧波次數(shù)(b)THD分析圖13逆變模式的實(shí)驗(yàn)波形Fig.13Theexperimentalwaveformsoftheinverteroperatingmode5結(jié)論本文針對(duì)矩陣式隔離型雙向AC-DC變換器提出了一套完整的控制策略。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明：I)矩陣式隔離型雙向AC-DC變換器能實(shí)現(xiàn)能量雙向變換。2) 整流和逆變模式下，均能實(shí)現(xiàn)網(wǎng)側(cè)電流正弦，功率因

34、數(shù)接近于1。3) 直流側(cè)的電壓電流保持恒定。4) 可實(shí)現(xiàn)雙向開(kāi)關(guān)的簡(jiǎn)化兩步換流，換流安全可靠。參考文獻(xiàn)1SinghAK,DasP,PandaSK.AnovelmatrixbasedisolatedthreephaseAC-DCconverterwithreducedswitchinglossesC/AppliedPowerElectronicsConferenceandExposition.Charlotte.NC.USA.2015:1875-1880.2 ZhuJD,XuZ,JiangBH.elal.Close-loopcontrolofanAC-DCmatrixconverterforau

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