恒壓恒頻正弦波逆變電源(110V-700W)設計

1、精選優(yōu)質文檔-傾情為你奉上課程設計任務書學生姓名： 李銘初 專業(yè)班級： 電氣1002班 指導教師： 許湘蓮 工作單位： 武漢理工大學 題 目: 恒壓恒頻正弦波逆變電源（110V,1000W）設計 初始條件：設計一個恒壓恒頻正弦波逆變電源，具體參數(shù)如下：單相交流輸入220V/50Hz，輸出單相交流電壓110V/50Hz,THD<5%,負載為一般的阻感負載，功率700W。（根據(jù)具體仿真或設計可修改紅色參數(shù)）要求完成的主要任務: （1） 主電路設計；（2） 控制方案設計；（3） 給出具體濾波參數(shù)的設計過程；（4） 在MATLAB/Simulink搭建閉環(huán)系統(tǒng)仿真模型，進行系統(tǒng)仿真；（5） 分析

2、仿真結果，驗證設計方案的可行性。時間安排：2013年6月8日至2013年6月18日，歷時一周半，具體進度安排見下表具體時間設計內(nèi)容6.8指導老師就課程設計內(nèi)容、設計要求、進度安排、評分標準等做具體介紹；學生確定選題，明確設計要求6.96.13開始查閱資料，完成方案的初步設計6.146.16由指導老師審核模型，學生修改、完善并對數(shù)學模型進行分析6.176.18撰寫課程設計說明書6.18上交課程設計說明書，并進行答辯指導教師簽名： 年 月 日系主任（或責任教師）簽名： 年 月 日摘 要隨著現(xiàn)代科學技術的迅速發(fā)展，逆變電源的應用越來越廣泛，各行各業(yè)對其性能的要求也越來越高。單相正弦逆變電源是將直流電

3、逆變成單相交流電的裝置，它可將蓄電池逆變成交流電，為用電器提供交流電，也可作為計算機的UPS電源等。本文首先介紹了逆變電源技術的應用與發(fā)展，分類與性能，及其控制技術。并在此基礎上進行了方案論證，選取了合理的方案，以實現(xiàn)將220V交流電源經(jīng)過整流濾波將交流電整流為直流電，然后采用正弦波脈寬調制法，通過脈沖控制IGBT的導通時間及順序生成PWM波形，最后經(jīng)過LC工頻濾波電路，輸出穩(wěn)定的110V/50Hz正弦波電壓，以達到供負載使用的目的。本文基于已選定方案為前提進行了各部分電路的設計與分析，完成了主電路及相應的輸入輸出保護電路的設計，并進行了參數(shù)計算，分別簡要介紹了各部分的原理，闡述了產(chǎn)生SPWM

4、波的實現(xiàn)辦法。同時利用MATLAB 建立了單相逆變器的仿真模型，對其進行了仿真和實驗，從各種情況下的試驗結果可以看出，通過該逆變電路而得到的單相正弦波穩(wěn)定性高且失真度小，設計成功。關鍵詞：逆變電源，整流，濾波，正弦脈寬調制目錄恒壓恒頻正弦波逆變電源設計1 主電路單相CVCF逆變電源先將交流電整流為直流電，再通過輸入逆變電路逆變成交流電，然后用變壓器降壓；再進行SPWM調節(jié)，使輸出為110V正弦波電壓。輸入逆變電路控制采用專用芯片，輸出逆變電路SPWM控制及逆變電源的各種保護采用單片機控制。當蓄電池的電壓過高或過低時逆變電源將停止工作并燈光指示報警，保護逆變電源和蓄電池；當蓄電池的電壓在正常范圍

5、內(nèi)波動時，輸出電壓不變；當輸出電流過大時，單片機將停止SPWM輸出，保護電源的器件。1.1 整流電路整流電路采用橋式整流電路。橋式整流電路如圖1-1所示。本電路中只要增加兩只二極管口連接成橋式結構，便具有全波整流電路的優(yōu)點，而同時在一定程度上克服了它的缺點。 圖1-1橋式整流電路原理圖該整流電路中，交流電源的正負半周都有整流輸出電流流過負載，所以該電路為全波整流。在輸入電壓一個周期內(nèi)，整流電壓波形脈動兩次。整流電壓平均值為二極管承受的最大正向電壓為承受的反向電壓為要使整流后電壓連續(xù)需滿足，不妨取C=9.4，R=10越大，則諧波越小，本設計取1.2 逆變電路采用全橋逆變電路。此電路有四只開關管，

6、需要兩組相位相反的驅動脈沖分別控制兩對開關管，難免導致驅動電路復雜。控制雖相對復雜，但電壓利用率較高，在單相逆變中應用廣泛，可實現(xiàn)各種控制電路。如圖1-2：圖12 全橋逆變電路輸出原邊部分電阻電容參數(shù)，為了使電路損耗較小盡量取得小，取，逆變器原邊輸出電壓要得到電壓，則有變壓器變比得到正弦波幅值取，L=3.6H得到功率為700W2 SPWM控制電路設計2.1 SPWM波的基本原理SPWM調制主要是用于逆變器中實現(xiàn)幅度和頻率可調的正弦波電壓，是在逆變器輸出交流電能的一個周期內(nèi)，將直流電能斬成幅值相等而寬度根據(jù)正弦規(guī)律變化的脈沖序列。該脈沖序列的寬度是隨正弦波幅值變化的離散脈沖，經(jīng)過濾波后得到正弦波

7、交流電能。如圖2-1，三角波為載波，正弦波為調制波即為期望輸出正弦波，通過比較器將正弦調制波與三角載波進行比較，用比較后的脈沖波形去觸發(fā)不同的開關管，即可得到一個SPWM波形。三角載波正弦調制波比較器SPWM圖2-1 SPWM 調制示意圖SPWM脈沖電壓具有與理想正弦電壓相一致的基波分量，而且最低次諧波的頻率可以提高到SPWM調制頻率，即開關頻率附近。因此，當開關頻率足夠高時，只需要用較小的濾波器就能將其中的諧波濾除掉。此外，只需改變SPWM脈沖寬度，就可以平滑地調節(jié)輸出電壓的基波幅值。采用了SPWM技術的逆變器即為SPWM逆變器，它在波形質量和控制性能上相對方波型逆變器有了巨大的進步。圖2-

8、2 與正弦波等效的矩形脈沖序列波形全橋逆變器的控制脈沖按調制方式可分為單極性SPWM，單極性倍頻SPWM和雙極性SPWM 三種。單極性SPWM 的輸出電壓只能在0 到Ud 或0 到-Ud 之間變化，沒有極性的交替，雙極性SPWM 的輸出電壓則可以在Ud 到-Ud 之間變化，變化幅度是單極性的兩倍，在開關切換時，負載端電壓極性非正即負，電流變化率較大，對外部干擾較強，故一般較少使用。單極性倍頻SPWM 調制方式由于比單極性SPWM多一組相位相差180 度的三角載波進行比較，它能夠在開關頻率不變的情況下，使一個周期內(nèi)正弦波包含的矩形脈沖數(shù)“加倍”，從而有利于減小逆變輸出諧波。本課程設計SPWM模塊

9、的具體電路模型如圖2-3所示。圖2-3 SPWM產(chǎn)生模塊電路其中載波頻率為，調制比為0.8。2.2 基于DSP實現(xiàn)SPWM當負載為線性時，傳統(tǒng)的比較器，專用集成電路，單片機等產(chǎn)生 SPWM 波形的方法應用于逆變器中實現(xiàn)幅度和頻率可調的正弦波電壓，效果勉強可以。但是當該逆變器帶非線性負載時，電壓將發(fā)生嚴重畸變，諧波含量增加，嚴重影響負載的正常工作。運用DSP我們方便的實現(xiàn)頻率很高的SPWM控制信號，從而減小濾波器的尺寸，更好地濾除輸出電壓中含有的諧波。而且DSP完全有可能用于逆變器中實現(xiàn)輸出電壓進行逐點的控制。本文使用DSP來實現(xiàn)SPWM。2.2.1 SPWM波生成方法脈沖波的產(chǎn)生主要由脈沖調寬

10、芯片SG3525A來完成。根據(jù)芯片SG3525A的使用原理，先由集成函數(shù)發(fā)生芯片ICL8038產(chǎn)生50HZ的正弦波信號，該正弦波分兩路輸出。因為SG3525A內(nèi)部的鋸齒波幅度位于1V至3.3V之間，因而產(chǎn)生的正弦波一路經(jīng)相應的處理后將其幅值調整至1V至3V之間，然后輸入以SG3525A，在芯片內(nèi)部通過與鋸齒波比較產(chǎn)生高頻的正弦波調寬脈沖。鋸齒波的頻率由芯片外接的震蕩電阻和震蕩電容決定，通常設置為幾十KHZ。而另一路正弦波則經(jīng)過處理轉化為50HZ的方波作為基準信號，該基準信號與SG3525A產(chǎn)生的高頻正弦波調寬脈沖輸入與門芯片，最后將與門的輸出信號輸入兩片場效應管專用驅動芯片IR2110，再由I

11、R2110輸出高頻的調寬脈沖以控制四個場效應管的交替導通，輸出的電壓在經(jīng)過LC工頻濾波后便可輸出穩(wěn)定的準正弦波供負載使用。2.3 PI調節(jié)器的設計在工程實際中，應用最為廣泛的調節(jié)器控制規(guī)律為比例、積分控制，簡稱PI控制，又稱PI調節(jié)。PI控制器問世至今已有近70年歷史，它 以其結構簡單、穩(wěn)定性好、工作可靠、調整方便而成為工業(yè)控制的主要技術之一。當被控對象的結構和參數(shù)不能完全掌握，或得不到精確的數(shù)學模型時，控制理論的 其它技術難以采用時，系統(tǒng)控制器的結構和參數(shù)必須依靠經(jīng)驗和現(xiàn)場調試來確定，這時應用PI控制技術最為方便。即當我們不完全了解一個系統(tǒng)和被控對象，或 不能通過有效的測量手段來獲得系統(tǒng)參數(shù)

12、時，最適合用PI控制技術。其傳遞函數(shù)，本設計采用3 電路設計3.1 全橋逆變電路設計 本文選用單相全橋電路結構，如圖3-1所示。由于開關管在開通和關斷過程中可能承受瞬時過壓，過流，這種過大的電壓，電流變化率，會使開關管的工作點超過安全工作區(qū)而引起器件的損壞，為了防止這種現(xiàn)象，給開關管設置緩沖電路顯得猶為重要。緩沖電路不僅可以減小開關損耗，保證器件處于安全工作區(qū)，減少開關過程中過大的電壓電流變化率帶來的電磁干擾，還可以維持串聯(lián)開關管的電壓平衡。圖3-1 逆變電橋3.2 原件參數(shù)計算整流器額定電壓的確定：整流器的額定電壓應為最高輸入電壓有效值3倍以上，其原因是電網(wǎng)中存在瞬態(tài)過電壓，通常輸出電壓85

13、265V，所以應選擇600V以上耐壓的整流器或二極管。通常將輸入電流峰值與有效值的比值稱為波形系數(shù)，在交流220V輸入整流器直接整流時，這個波形系數(shù)約為2.6，大于正弦波。整流器輸出電流有效值與平均值之比為22.2，大于正弦波1.1，峰值電流與平均值之比約為5.56。因此，在選擇整流器的額定電流時，整流器的額定電流應為輸出電流的310倍。所以選擇:5A/700V整流橋。無極性電容C的確定：為了供給逆變平滑的直流電壓，必須在輸入整流電路和逆變器之間加入濾波電容，以減小整流輸出后直流電的交流成分。濾波電容一般采用電解電容器，因其濾波電解電容器自身串聯(lián)等效電阻(R)和串聯(lián)等效電感(L)的存在直接影響

14、濾波效果，所以在電解電容C兩端并聯(lián)高頻無極性電容C，使高頻交流分量從C中通過。去高頻干擾電容C其電容量較難確定，因高頻干擾包括電網(wǎng)的干擾，也包括電源的干擾，通?？蛇x取C=2(1±5%)或該數(shù)量級其他電容，只要電容C的耐壓峰值滿足即可，耐壓峰值電壓Up=600V(取2/630V)。濾波電容器在輸入電壓為或輸入電壓為85265V時的最高整流輸出電壓可以達到370V，因此應選擇不小于400V的電解電容器。濾波電容器為限制整流濾波輸出電壓紋波，正確選擇電容量是非常重要的。通常濾波電容器的電容量在輸入電壓為時，按輸出功率選擇為：不低于1uF/W（即大于或等于1uF/W）。計算依據(jù)：當交流輸入最

15、低時，整流輸出電壓最低值不低于200V，同一輸入電壓下的整流濾波輸出電壓約為10ms ，電壓差為40V，每半個周期（10ms），整流器導電時間約2ms，其余8ms為濾波電容器放電時間，承擔向負載提供全部電流，即：濾波電容的確定為。為負載電流（A），t為電容提供電流時間(s)；為所允許峰值紋波電壓 (V)。 由上式計算得C為，即，實際選用標稱值為的電容。3.3 LC濾波電路電路設計3.3.1 濾波電路及原理逆變出來的交流還需要經(jīng)過LC濾波后波形才會使波形更接近標準正弦波。圖3-2 濾波電路 SPWM調制本身的特性決定著逆變器的輸出電壓中含有較多的高次諧波分量，因而必須在逆變器的輸出側加低通濾波器

16、來減小諧波含量，以得到50Hz 標準正弦波。當阻性負載突然變?yōu)楦行载撦d時，濾波電感電流可能會突變，為防止電感電流突變，因濾波電容和負載并聯(lián)，它可以補償感性電流，因此，在設計濾波電路時，在額定負載下，濾波電容要補償一定的感性無功電流。但是，濾波電容過大，反而會增加變壓器的負擔，通常我們設計的基本原則就是在額定負載時，使容性電流補償一半的感性電流。濾波電容C的作用是和濾波電感一起 用來濾除電壓中的高次諧波，電容C大，則輸出紋波小，但是電容C增大的同時，逆變器的無功電流也要增大，從而增加了逆變器的電流容量，使系統(tǒng)效率降低。濾波電容的選擇原則是在保證輸出波形較好的情況下，取值盡量小。由于濾波器輸出調制

17、波形中的高次諧波主要將在濾波電感兩端，故增加濾波器電感量可以更好的抑制低次諧波，減小輸出電流的脈動量。濾波電感越大，電感電流變化越慢，動態(tài)時間越長，波形畸變越嚴重。故電感的取值，應綜合考慮其穩(wěn)態(tài)與動態(tài)性能。3.3.2 參數(shù)計算本系統(tǒng)采用雙極性SPWM控制，為使輸出不失真，綜合考慮各種條件，要準確計算正弦波逆變器 LC 濾波器的參數(shù)確實是件繁瑣的事，這里借鑒一套近似的簡便計算方法17，在實際的檢驗中也證明是可行的。我的想法是SPWM 的濾波電感和正激類的開關電源的輸出濾波電感類似，只是SPWM 的脈寬是變化的，濾波后的電壓是正弦波不是直流電壓。如果在半個正弦周期內(nèi)我們按電感紋波電流最大的一點來計

18、算是可行的。下面以輸出先引入以下幾個物理量：輸入逆變H 橋的電壓有效值為198V；：輸出電壓有效值為110V；：SPWM 載波的占空比，是按正弦規(guī)律不斷變化的；： SPWM 的開關頻率，以1080Hz 為例；：輸出電流，電感的峰值電流約為1.4 Io；：開關管的導通時間，實際是按正弦規(guī)律不斷變化的；：LC 濾波器所需的電感量；：逆變器的負載電阻。于是有： 綜合以上式可知： 本電路是一臺輸出功率1000W的逆變器，假設最小負載為滿載的15%，則：從可以看出，的瞬間L=0，不需要電感；越小需要的L越大，我們可以折中取當=0.5時的。確定了濾波電感我們就可以確定濾波電容 C 了，濾波電容C 的確定相

19、對就比較容易，基本就按濾波器的截止頻率為基波的5-10 倍計算就可以了。其計算公式為： 3.4 輔助電源設計逆變器除了功率變換回路外，還包含了小信號部分的供電，例如PWM 信號芯片的12V 供電，運放的單電源或雙電源供電，單片機的5V 或3.3V 供電等。對上述電路提供一個穩(wěn)定的純凈的電源供電在逆變器中也顯得很重要18,19。對于 12V 電池供電的逆變器，一般經(jīng)過一級RC 濾波給PWM 芯片如STC12，IR2110 等供電即可。需要注意的是R 的壓降控制在0.5V1V 比較合適，因為一般PWM 芯片最低工作電壓在8V 左右，為了使電池在10V 電壓時還能工作，R 上的壓降不能過大。還有PW

20、M 芯片供電電壓過低容易引起不工作或對功率MOS 管驅動不足。在要求比較高的情況下可以先把 1015V 的電池電壓升壓到15V，再用L7812 降壓到穩(wěn)定的12V 給PWM 芯片供電，電路如圖3-5所示：圖3-5 輔助電源電路上圖中 BT 為來自12V 電池，電壓變動范圍為10-15V。采用了MC34063 單片DCDC芯片比較簡單經(jīng)濟地實現(xiàn)了上述功能。3.5 區(qū)時間的設置 死區(qū)時間設置電路最好用硬件電路實現(xiàn)為好。通常也可以采用兩種實現(xiàn)方式，通過邏輯電路延遲實現(xiàn)死區(qū)時間的設置，也可以采用比較器電路通過延遲實現(xiàn)死區(qū)時間的設置。對于標準電平的IGBT，在一般的情況下死區(qū)時間應選擇小于1，在本試題的

21、解決方案中，考慮到種種因素，驅動IGBT的速度可能不需要很高，因此，死區(qū)時間也應設置的大一些，如選擇23。每個橋臂的上下兩組驅動信號的死區(qū)設置電路可以用兩種電路方式實現(xiàn)，通過邏輯電路延遲實現(xiàn)死區(qū)時間的設置和采用比較器電路通過延遲實現(xiàn)死區(qū)時間20的設置。每個上下橋臂的帶有死區(qū)時間的驅動信號對應的時序如圖3-6。圖3-6 每個上下橋臂的帶有死區(qū)時間的驅動信號對應的時序圖中，、分別為高邊脈寬調制輸出、低邊脈寬調制輸出、驅動電路高邊輸入、驅動電路低邊輸入、死區(qū)時間。通過死區(qū)時間的設置，保證了在“死區(qū)時間”內(nèi)，高、低邊驅動信號均為零，確保消除共同導通現(xiàn)象。4 電路仿真與分析4.1仿真軟件的介紹MATLA

22、B 是一個功能強大的常用數(shù)學軟件, 它不但可以解決數(shù)學中的數(shù)值計算問題, 還可以解決符號演算問題, 并且能夠方便地繪出各種函數(shù)圖形。由于MATLAB帶有一些強大的具有特殊功能的工具箱，而且隨著近年來它的版本不斷升級，所含的工具箱功能越來越豐富，工具越來越多，應用范圍也越來越廣，涵蓋了當今幾乎所有的工業(yè)、電子、醫(yī)療、建筑等各領域，MATLAB自1984年由美國的MathWorks公司推向市場以來，歷經(jīng)十幾年的發(fā)展和競爭，現(xiàn)已成為國際最優(yōu)秀的科技應用軟件之一。Simulink提供了各種仿真工具，尤其是它不斷擴展的、內(nèi)容豐富的模塊庫，為系統(tǒng)的仿真提供了極大便利。在 Simulink 平臺上，拖拉和連

23、接典型模塊就可以繪制仿真對象的模型框圖，并對模型進行仿真。在Simulink平臺上仿真模型的可讀性很強，這就避免了在 MATLAB 窗口使用 MATLAB 命令和函數(shù)仿真時，需要熟悉記憶大量 M 函數(shù)的麻煩，對廣大工程技術人員來說，這無疑是最好的福音。MATLAB 已經(jīng)不再是單純的"矩陣實驗室"了，它已經(jīng)成為一個高級計算 和仿真平臺。 Simulink原本是為控制系統(tǒng)的仿真而建立的工具箱，在使用中易編程、易拓展，并且可以解決MATLAB 不易解決的非線性、變系數(shù)等問題。它能支持連續(xù)系統(tǒng)和離散系統(tǒng)的仿真，支持連續(xù)離散混合系統(tǒng)的仿真，也支持線性和非線性系統(tǒng)的仿真，并且支持多種采

24、樣頻率(Multirate)系統(tǒng)的仿真，也就是不同的系統(tǒng)能以不同的采樣頻率組合，這樣就可以仿真較大、較復雜的系統(tǒng)。因此，各科學領域根據(jù)自己的仿真需要，以MATLAB為基礎，開發(fā)了大量的專用仿真程序，并把這些程序以模塊的形式都放人Simulink中，形成了模塊庫。Simulink 的模塊庫實際上就是用 MATLAB 基本語句編寫的子程序集。在此次的課程設計中主要應用的是MATLAB中電力電子中元件仿真功能，通過示波器觀察相應的波形，從而完成示CVCF逆變電源的電路設計。4.2 CVCF逆變電路的仿真首先完成電路的開環(huán)的設計，再在開環(huán)的基礎上加上電壓反饋得到相應的波形，然后再將兩者得到的波形相比較

25、。4.2.1 電路設計下圖4-1為電路的開環(huán)電路圖。圖4-1 開環(huán)電路仿真圖把圖4-1中的輸出電壓反饋給SPWM控制電路，并且經(jīng)過PI調節(jié)器，形成閉環(huán)電路如下圖4-2所示。圖4-2 閉環(huán)控制電路4.2.2輸出結果仿真并分析下圖4-3為輸入220V/50Hz的電壓波形和整流后的波形。圖4-3 輸入電壓波形和整流波形將圖4-3中的電路部分放大可以觀察相應的幅值，整流后的直流波形可以得到，輸出的電壓為314V。下圖4-4為三角波和正弦波形比較得到相應SPWM波形。圖4-4驅動信號波形其中上圖中上下兩個波形分別是兩個互補的SPWM觸發(fā)脈沖。下圖4-5為經(jīng)過逆變后的電壓波形（沒有經(jīng)過變壓器）的波形，圖4-5 經(jīng)逆變