電力電子系統(tǒng)建模與控制三相整流器動(dòng)態(tài)建模ppt課課件

1、第7章 三相PWM整流器動(dòng)態(tài)建模v7.1 三相三相PWM 整流器整流器 基本原理基本原理 v7.2 坐標(biāo)變換坐標(biāo)變換 v7.3 狀態(tài)平均模型狀態(tài)平均模型v7.4 小信號(hào)模型小信號(hào)模型v7.5 解耦和電源電壓補(bǔ)償解耦和電源電壓補(bǔ)償 7.1 三相PWM整流器基本原理 將三相電流通過坐標(biāo)變換形成兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)下的電流id和iq， id和iq是直流形式的變量。 id是有功電流， iq是無功電流。 構(gòu)建d和q軸的電流閉環(huán)，就能夠?qū)崿F(xiàn)整流器交流側(cè)的電流為正弦，且在iq=0的情況下實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)。 可以設(shè)定q軸的電流給定，使得整流器獲得期望的功率因數(shù)。 改變d軸的電流給定，可以改變變換器有功功率流動(dòng)的方向。

2、 1 靜止坐標(biāo)變換靜止坐標(biāo)變換 三相靜止坐標(biāo)系abc的三相電量xabc=xa xb xcT，如果滿 足xa +xb +xc=0，則可變換到兩相靜止直角坐標(biāo)系， x= x x xT=Tabc/ xabc 7.2 坐標(biāo)變換 cbaxxx2/12/12/12/32/302/12/1132000 x2/3x2/30 x2/1x2/1x32cbcba= 2 旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換 兩相靜止直角坐標(biāo)系中的電量x、x、x可以變換到兩相旋轉(zhuǎn)直角坐標(biāo)系dq0， xdq0= xd xq x0T=T/dq0 xxxx1000cossin0sincosl 因此，三相靜止坐標(biāo)可以變換到兩相旋轉(zhuǎn)直角坐標(biāo) xdq0= xd xq x

3、0T=T/dq0 Tabc/ xabc l同樣，兩相旋轉(zhuǎn)直角坐標(biāo)也可以變換到三相靜止坐標(biāo) xabc= xa xb xcT=T /abcTdq0/ xdq07.3 狀態(tài)平均模型 v 1 三相靜止坐標(biāo)下的狀態(tài)平均模型三相靜止坐標(biāo)下的狀態(tài)平均模型v 三相電壓型PWM整流器的主電路結(jié)構(gòu)圖如圖5-15所示，其開關(guān)模型結(jié)構(gòu)如圖5-20所示，上下開關(guān)滿足約束條件sip+sin=1，定義相開關(guān)函數(shù)si=sip=1-sin。其交直流側(cè)電量和開關(guān)函數(shù)之間的關(guān)系見表5-1。則交流側(cè)三相線電壓與直流側(cè)電壓的關(guān)系為 dccabcabdcaccbbacabcabvsssvssssssxxxv 定義虛擬電流iab、ibc、

4、ica，并滿足via=iab-icavib=ibc-iabvic=ica-ibcviab+ ibc +ica=0v 則有，ia- ib= iab-ica-（ibc-iab）=2 iab-（ica+ ibc） =3iab，v iab=（ia- ib）/3，v 同理ibc=（ib- ic）/3，ica=（ic- ia）/3。 v由表5-1可得v idc=sa sb sc =sa sb sc v因此可得v idc=sa sb sc =sa sb sc cbaiiicbaiiibccaabbccaabi -ii -ii -i=sab sbc sca cabcabiiiv對(duì)應(yīng)圖5-14，可寫出三相PWM

5、整流器交流側(cè)狀態(tài)方程 accbbaaccbbaCABCABvvvvvvdtdiLdtdiLdtdiLdtdiLdtdiLdtdiLvvvaccbbaaccbbavvvvvviiiiiidtdLcabcabcabcabvvviiidtdL3cabcabCABCABcabcabvvvL31vvvL31iiidtd即 直流側(cè)方程為 idc=C RvdtdvdcdcRCviC1dtdvdcdcdc即 由此可得開關(guān)周期周期平均值方程為 dccadcbcdcabCABCABcabcabvdvdvdL31vvvL31iiidtdRCviC1dtvddcdcdc對(duì)應(yīng)的等效電路如圖5-22所示 2 兩相旋轉(zhuǎn)直角

6、坐標(biāo)下的狀態(tài)平均模型兩相旋轉(zhuǎn)直角坐標(biāo)下的狀態(tài)平均模型dq0坐標(biāo)下的三相電壓型PWM整流器的狀態(tài)平均方程為 dc0qd0qd0qd0qdvdddL31iii0000000vvvL31iiidtdRCvidddC1dtvddcdc0qddc對(duì)應(yīng)的等效電路如圖5-25所示 對(duì)狀態(tài)平均值方程運(yùn)用微分即可獲得工作點(diǎn)附近的小信號(hào)模型，小信號(hào)等效電路為7.4 小信號(hào)模型三相PWM整流器開環(huán)控制結(jié)構(gòu)圖如下7.5 dq解耦與電源電壓補(bǔ)償三相電壓型PWM整流器的控制框圖如圖5-37所示。通過如圖5-38所示結(jié)構(gòu)，就能夠?qū)崿F(xiàn)dq軸的解耦控制。解耦后的dq回路開關(guān)周期平均值等效電路如圖5-39所示v 對(duì)解耦和電源電壓

7、補(bǔ)償之后的dq軸等效電路進(jìn)行工作點(diǎn)附近的小信號(hào)分析，即可得到小信號(hào)下的傳遞函數(shù)下式所示，其中L、R分別為交流側(cè)的濾波電感及其等效電阻，C為直流側(cè)濾波電容，Dd為d軸在工作點(diǎn)的占空比 R3Ls3V) s () s (idcddR3Ls3V) s () s (idcqq1RCsRD) s (i) s (vdddcv 以將電流環(huán)校正成典型I性系統(tǒng)為例，考慮到電流調(diào)節(jié)器輸出到形成PWM整流器交流側(cè)dq軸電壓變化存在PWM周期延遲、以及存在電流濾波器時(shí)間延遲等因素構(gòu)成的等效延遲時(shí)間Tsi，dq軸電流解耦和電源電壓補(bǔ)償后的電流環(huán)結(jié)構(gòu)如下圖所示。v 只要將ACRd的零點(diǎn)與W2的極點(diǎn)對(duì)消，即可將電流環(huán)校正成典

8、型I性系統(tǒng)，由此可獲得ACR的積分時(shí)間常數(shù)i，即v i=L/R v 取電流環(huán)的阻尼比為0.707時(shí)，可使電流環(huán)有足夠的動(dòng)態(tài)響應(yīng)能力和抑制超調(diào)能力，由此可獲得ACR的比例系數(shù)Ki，即(Ki/i )VdcTsi=0.5，則v Ki=0.5i / (VdcTsi) v 校正成典型I系統(tǒng)的電流環(huán)可以近似為時(shí)間常數(shù)為2Tsi的一階慣性環(huán)節(jié)，因此可得電壓環(huán)近似等效結(jié)構(gòu)圖如下圖所示，其中Tsv為綜合了電流環(huán)等效時(shí)間常數(shù)、以及電壓濾波器時(shí)間延遲等因素構(gòu)成的等效延遲時(shí)間。這樣設(shè)計(jì)直流側(cè)電壓環(huán)就變得非常容易，可以將直流側(cè)對(duì)象近似為積分環(huán)節(jié)，然后將電壓環(huán)校正成典型II系統(tǒng)，也可以將電壓環(huán)PI調(diào)節(jié)器的零點(diǎn)與直流側(cè)對(duì)象

9、的極點(diǎn)對(duì)消，然后將電壓環(huán)校正成典型I系統(tǒng)。v 若將電壓環(huán)校正成典型II系統(tǒng)（將直流負(fù)載近似為積分環(huán)節(jié)Dd/(Cs)），根據(jù)典型II型系統(tǒng)的常見設(shè)計(jì)規(guī)則，中頻帶寬h一般設(shè)計(jì)為5，即v /Tsv=5，截止頻率介于1/(5Tsv) 1/(Tsv)之間。但由于期望的電壓環(huán)截止頻率cv應(yīng)該小于(1/51/10)直流側(cè)紋波頻率（三相整流電路直流側(cè)紋波頻率為2*電源頻率*6），對(duì)50Hz電網(wǎng)，cv(1/51/10)600），但1/(Tsv)太大，無法滿足要求，故將電壓環(huán)校正成典型II系統(tǒng)不合適。v 將v設(shè)計(jì)成與RLC相等，則可將電壓環(huán)校正成典型I型系統(tǒng)。因此有v v =RLC v 三相PWM整流器仿真系統(tǒng)中

10、，交流側(cè)濾波電感L=5mH,其等效電阻R=0.01，電源相電壓有效值為220V，頻率為50Hz,直流側(cè)濾波電容C=2200uF，負(fù)載等效電阻RL=100,直流側(cè)電壓給定是600V，功率器件開關(guān)頻率為10KHz，電流環(huán)控制周期為50ms，電壓環(huán)控制周期為500ms。v 不計(jì)濾波器時(shí)間常數(shù)時(shí)，電流環(huán)中的Tsi等于功率器件的開關(guān)周期，電壓環(huán)中的Tsv等于2Tsi。根據(jù)這些參數(shù)即可算出，電流調(diào)節(jié)器的積分時(shí)間常數(shù)i=5e-3/1e-2=0.5，電流調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)Ki=0.5*0.5 / (33*600*0.1e-3)=0.13；電壓調(diào)節(jié)器的積分時(shí)間常數(shù)v =5 *2*0.1e-3=1e-3，Kv=(6

11、/50)*1e-3*2200e-6/( 0.9* (2*0.1e-3)2)= 7.3。v 電流環(huán)原始對(duì)象、電流調(diào)節(jié)器、校正后的開環(huán)傳遞函數(shù)波特圖分別如圖5中的曲線1、2、3所示，圖5可見校正后的電流環(huán)開環(huán)傳遞函數(shù)的截止頻率約為5000rad/s，小于（1/51/10）功率器件開關(guān)頻率，相位穩(wěn)定裕量約630,符合要求。v 校正后的電流環(huán)閉環(huán)階躍響應(yīng)曲線如下圖所示，這是在斷開電壓環(huán)的輸出（即電流環(huán)d軸電流給定），單獨(dú)在電流環(huán)d軸電流給定出施加一個(gè)階躍信號(hào)（0.5s時(shí)由8A階躍至9A）的情況下獲得仿真實(shí)驗(yàn)波形，電流環(huán)閉環(huán)階躍響應(yīng)電流環(huán)閉環(huán)階躍響應(yīng)(id)電流環(huán)閉環(huán)階躍響應(yīng)電流環(huán)閉環(huán)階躍響應(yīng)v 校正完

12、成后的部分仿真實(shí)驗(yàn)波形如下圖所示，各變量對(duì)應(yīng)關(guān)系分別為：id*-d軸電流給定、id- d軸電流、vdc-直流側(cè)電壓、uA-電源A相電壓、iA-交流側(cè)A相電流和iABC-交流側(cè)三相電流。圖中0.3s處電源電壓突降5%，可見d軸電流主令自動(dòng)增大，以維持直流側(cè)電壓穩(wěn)定，d軸電流跟隨良好，直流側(cè)電壓最大降落約0.16%且在80ms內(nèi)恢復(fù)，可見電壓環(huán)抗擾能力良好。v 電源電壓突降情況下的波形電源電壓突降情況下的波形v 下圖中0.5s處直流負(fù)載突增（負(fù)載電阻由100突變?yōu)?7），可見，交流側(cè)三相電流和三相電源電壓完全同相位，電流波形正弦度良好（THD約為5%），負(fù)載變化后電流波形依然正常；負(fù)載突增后d軸電

13、流主令自動(dòng)增大，以維持直流側(cè)電壓穩(wěn)定，d軸電流跟隨良好，直流側(cè)電壓最大降落約0.67%且在80ms內(nèi)恢復(fù)，電壓環(huán)抗擾能力良好。 (a) 交流波形交流波形 (b) 直流直流波形波形SVPWM簡介 普通的三相全橋共有8種安全的開關(guān)狀態(tài). 其中000、111（這里是表示三個(gè)上橋臂的開關(guān)狀態(tài)）這兩種開關(guān)狀態(tài)都不會(huì)產(chǎn)生有效的電流。因此稱其為零矢量。另外6種開關(guān)狀態(tài)分別是六個(gè)有效矢量。它們將360度的電壓空間分為60度一個(gè)扇區(qū)，共六個(gè)扇區(qū)，利用這六個(gè)基本有效矢量和兩個(gè)零量，可以合成360度內(nèi)的任何矢量。v 當(dāng)要合成某一矢量時(shí)先將這一矢量分解到離它最近的兩個(gè)基本矢量，而后用這兩個(gè)基本矢量去表示，而每個(gè)基本矢

14、量的作用大小就利用作用時(shí)間長短去代表。用電壓矢量按照不同的時(shí)間比例去合成所需要的電壓矢量。從而保證生成電壓波形近似于正弦波。 v 為了計(jì)算機(jī)處理的方便，在合成時(shí)一般是定時(shí)去計(jì)算（如每0.1ms計(jì)算一次）。這樣我們只要算出在0.1ms內(nèi)兩個(gè)基本矢量作用的時(shí)間就可以了。由于計(jì)算出的兩個(gè)時(shí)間的總合可能并不是0.1ms(比這小)，而那剩下的時(shí)間就按情況插入合適零矢量。后面內(nèi)容直接刪除就行資料可以編輯修改使用資料可以編輯修改使用資料僅供參考，實(shí)際情況實(shí)際分析The user can demonstrate on a projector or computer, or print the presentation and make it int