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文檔簡(jiǎn)介
第
3
章雙極結(jié)型晶體管3.1雙極結(jié)型晶體管基礎(chǔ)PN
結(jié)正向電流的來源是多子,所以正向電流很大
;反向電流的來源是少子,所以反向電流很小。
如果能用其他方法給反偏
PN
結(jié)提供大量少子,就能提高反偏
PN
結(jié)的電流。
給反偏
PN
結(jié)提供少子的方法之一是在其附近制作一個(gè)正偏
PN
結(jié),使正偏
PN
結(jié)注入的少子來不及復(fù)合就被反偏
PN
結(jié)收集而形成很大的反向電流。反向電流的大小取決于其附近正偏
PN
結(jié)偏壓的大小。
通過改變正偏
PN
結(jié)的偏壓來控制其附近反偏
PN
結(jié)的電流的方法稱為
雙極晶體管效應(yīng)
,由此發(fā)明的雙極結(jié)型晶體管獲得了諾貝爾物理獎(jiǎng)。NPP
雙極結(jié)型晶體管(
BipolarJunctionTransistor
)簡(jiǎn)稱為雙極型晶體管,或晶體管。
雙極型晶體管有兩種基本結(jié)構(gòu):PNP
型和
NPN
型,其結(jié)構(gòu)示意圖和在電路圖中的符號(hào)如下NNNPPPEEEEBBBBCCCC3.1.1雙極結(jié)型晶體管的結(jié)構(gòu)
均勻基區(qū)晶體管:基區(qū)摻雜為均勻分布。少子在基區(qū)主要作擴(kuò)散運(yùn)動(dòng),又稱為
擴(kuò)散晶體管。
緩變基區(qū)晶體管:基區(qū)摻雜近似為指數(shù)分布,少子在基區(qū)主要作漂移運(yùn)動(dòng),又稱為
漂移晶體管。PN+N0xjcxjeNE(x)NB(x)NCx0xjcxje
加在各
PN
結(jié)上的電壓為PNP
管,NPN
管,
根據(jù)兩個(gè)結(jié)上電壓的正負(fù),晶體管有
4
種工作狀態(tài),E
結(jié)++--
工作狀態(tài)放大狀態(tài),用于模擬電路飽和狀態(tài),用于數(shù)字電路截止?fàn)顟B(tài),用于數(shù)字電路倒向放大狀態(tài)C
結(jié)-+-+
3.1.2偏壓與工作狀態(tài)
均勻基區(qū)晶體管在
4
種工作狀態(tài)下的少子分布圖放大狀態(tài):飽和狀態(tài):截止?fàn)顟B(tài):倒向放大狀態(tài):
3.1.3少子濃度分布與能帶圖
均勻基區(qū)
NPN
晶體管在平衡狀態(tài)下的能帶圖ECEFEVNNP
均勻基區(qū)
NPN
晶體管在
4
種工作狀態(tài)下的能帶圖放大狀態(tài):飽和狀態(tài):截止?fàn)顟B(tài):倒向放大狀態(tài):
3.1.4晶體管的放大作用
晶體管放大電路有兩種基本類型:共基極接法
與
共發(fā)射極接法。BECBPNPNENBNCIEIBICECBNPIEIBPENENBNCIC
為了理解晶體管中的電流變化情況,先復(fù)習(xí)一下
PN
結(jié)中的正向電流。VP
區(qū)N
區(qū)0
以
PNP
管為例。忽略勢(shì)壘區(qū)產(chǎn)生復(fù)合電流,處于放大狀態(tài)的晶體管內(nèi)部的各電流成分如下圖所示,
從
IE
到
IC
,發(fā)生了兩部分虧損:InE與
Inr
。
要減小
InE
,就應(yīng)使
NE
>>NB
;
要減小
Inr
,就應(yīng)使
WB<<LB
。
定義:發(fā)射結(jié)正偏,集電結(jié)
零偏
時(shí)的
IC
與
IE
之比,稱為共基極直流短路電流放大系數(shù),記為
,即
定義:發(fā)射結(jié)正偏,集電結(jié)
反偏
時(shí)的
IC
與
IE
之比,稱為共基極靜態(tài)電流放大系數(shù),記為
hFB
,即
定義:發(fā)射結(jié)正偏,集電結(jié)
零偏
時(shí)的
IC
與
IB
之比,稱為共發(fā)射極直流短路電流放大系數(shù),記為β
,即
定義:發(fā)射結(jié)正偏,集電結(jié)
反偏
時(shí)的
IC
與
IB
之比,稱為共發(fā)射極靜態(tài)電流放大系數(shù),記為
hFE
,即
與
hFB
以及β與
hFE
在數(shù)值上幾乎沒有什么區(qū)別,但是若采用
與β
的定義,則無論對(duì)
與β本身的推導(dǎo)還是對(duì)晶體管直流電流電壓方程的推導(dǎo),都要更方便一些
,所以本書只討論
與β
。
根據(jù)晶體管各端電流之間的關(guān)系:IB
=
IE
-
IC
,以及
與β的定義,可得
與β之間的關(guān)系為
對(duì)于一般的晶體管,
=0.9500~0.9950,β
=20~200。
除了上面的直流電流放大系數(shù)之外,還有
直流小信號(hào)電流放大系數(shù)(也稱為
增量電流放大系數(shù))和
高頻小信號(hào)電流放大系數(shù)。直流小信號(hào)電流放大系數(shù)的定義是
3.2均勻基區(qū)晶體管的電流放大系數(shù)
(1)少子在基區(qū)中的復(fù)合必須很少,即要求
WB
<<LB
??衫?/p>
基區(qū)輸運(yùn)系數(shù)
對(duì)其進(jìn)行定量分析;
要使晶體管區(qū)別于兩個(gè)反向串聯(lián)的二極管而具有放大作用,晶體管在結(jié)構(gòu)上必須滿足下面兩個(gè)基本條件:
(2)發(fā)射區(qū)注入基區(qū)的少子形成的電流必須遠(yuǎn)大于基區(qū)注入發(fā)射區(qū)的少子形成的電流,即要求
NE>>NB
??衫?/p>
發(fā)射結(jié)注入效率
對(duì)其進(jìn)行定量分析。
本節(jié)的討論以
PNP
管為例。
定義:基區(qū)中到達(dá)集電結(jié)的少子電流
與
從發(fā)射區(qū)注入基區(qū)的少子形成的電流之比,稱為
基區(qū)輸運(yùn)系數(shù),記為。對(duì)于
PNP
管,為
由于少子空穴在基區(qū)的復(fù)合,使
JpC<JpE
,。3.2.1基區(qū)輸運(yùn)系數(shù)
由于
WB<<LB,根據(jù)2.2.6關(guān)于薄基區(qū)二極管的近似結(jié)果,可得
以下用pB代表基區(qū)非平衡少子濃度
pn
這里必須采用薄基區(qū)二極管的
精確結(jié)果
,即pB(0)x0WB近似式,忽略基區(qū)復(fù)合精確式,考慮基區(qū)復(fù)合pB(x)
再利用近似公式(x
很小時(shí)),得
根據(jù)基區(qū)輸運(yùn)系數(shù)的定義,得
式中,即代表了少子在基區(qū)中的復(fù)合引起的電流虧損所占的比例。要減少這種虧損,應(yīng)使
WB↓,LB↑。靜態(tài)下的空穴電荷控制方程為
下面再利用電荷控制法來求。
另一方面,由薄基區(qū)二極管的
近似公式,
從上式可解出,代入
Jpr
中,得:BEC0WBJpEJpC
上面只考慮了少子在基區(qū)體內(nèi)的復(fù)合損失,但實(shí)際上少子在
基區(qū)表面
也會(huì)發(fā)生復(fù)合,使基區(qū)輸運(yùn)系數(shù)減小。生產(chǎn)中必須嚴(yán)格控制表面處理工藝,以減小表面復(fù)合。
3.2.2基區(qū)渡越時(shí)間
定義:少子在基區(qū)內(nèi)從發(fā)射結(jié)渡越到集電結(jié)所需要的平均時(shí)間,稱為少子的
基區(qū)渡越時(shí)間,記為
b
。
可以設(shè)想,在
b期間,基區(qū)內(nèi)的少子全部更新一遍,因此
注意
b
與
B
的區(qū)別:
的物理意義:時(shí)間,代表少子在單位時(shí)間內(nèi)的復(fù)合幾率,因而就代表少子在基區(qū)停留期間被復(fù)合的幾率,而則代表未復(fù)合掉的比例,也即到達(dá)集電結(jié)的少子電流與注入基區(qū)的少子電流之比。
b
代表少子在基區(qū)停留的平均
3.2.3發(fā)射結(jié)注入效率
定義:從發(fā)射區(qū)注入基區(qū)的少子形成的電流
與
總的發(fā)射極電流之比,稱為
注入效率(或
發(fā)射效率),記為。對(duì)于
PNP
管,為
當(dāng)
WB
<<LB及
WE
<<LE時(shí),根據(jù)薄基區(qū)二極管的結(jié)果,
為提高,應(yīng)使
NE>>NB
,即(NB
/NE)<<1,則上式可近似寫為
將代入
中,得
再利用愛因斯坦關(guān)系,得注意:DB、DE
代表
少子
擴(kuò)散系數(shù),
B
、
E
代表
多子
遷移率。
利用
方塊電阻
的概念,
可有更簡(jiǎn)單的表達(dá)式。方塊電阻代表一個(gè)正方形薄層材料的電阻,記為
R口。
對(duì)于均勻材料,
對(duì)于厚度方向(x方向)上不均勻的材料,
方塊電阻還可以用來表示
摻雜總量
或
多子電荷總量。例如基區(qū)的摻雜總量和多子電荷總量可分別表為
對(duì)于均勻摻雜的發(fā)射區(qū)與基區(qū),中,可將表示為最簡(jiǎn)單的形式,
代入前面得到的公式的典型值:R口E=10Ω,R口B1=1000Ω,γ=0.9900。
3.2.4電流放大系數(shù)式中,,稱為
虧損因子。
由的關(guān)系,可得3.3
緩變基區(qū)晶體管的電流放大系數(shù)
本節(jié)以
NPN
管為例,結(jié)電壓為
VBE
與
VBC。PN+N0xjcxjeNE(x)NB(x)NCx0xjcxje
基區(qū)雜質(zhì)分布的不均勻會(huì)在基區(qū)中產(chǎn)生一個(gè)內(nèi)建電場(chǎng)
E
,使少子在基區(qū)內(nèi)以漂移運(yùn)動(dòng)為主,所以緩變基區(qū)晶體管又稱為漂移晶體管。
本節(jié)求基區(qū)輸運(yùn)系數(shù)的思路
進(jìn)而求出基區(qū)渡越時(shí)間
將
E
代入少子電流密度方程,求出
JnE、nB(x)
與
QB
令基區(qū)多子電流密度為零,解出基區(qū)內(nèi)建電場(chǎng)
E
最后求出
3.3.1基區(qū)內(nèi)建電場(chǎng)的形成NB(x)NB(WB)NB(0)WB0x
在實(shí)際的緩變基區(qū)晶體管中,的值為
4~8。
設(shè)基區(qū)雜質(zhì)濃度分布為式中
是表征基區(qū)內(nèi)雜質(zhì)變化程度的一個(gè)參數(shù),
當(dāng)時(shí)為均勻基區(qū);
因?yàn)?,,所以?nèi)建電場(chǎng)對(duì)渡越基區(qū)的電子起加速作用,是
加速場(chǎng)。
令基區(qū)多子電流密度為零,解得
內(nèi)建電場(chǎng)
為
小注入時(shí),,上式成為
將基區(qū)內(nèi)建電場(chǎng)
E
代入電子電流密度方程,可得注入基區(qū)的少子形成的電流密度(參考方向?yàn)閺挠蚁蜃螅?/p>
3.3.2基區(qū)少子電流密度與基區(qū)少子濃度分布
上式實(shí)際上也可用于均勻基區(qū)晶體管。對(duì)于均勻基區(qū)晶體管,NB
為常數(shù),這時(shí)
下面求基區(qū)少子濃度分布
nB(x)。
在前面的積分中將下限由0改為基區(qū)中任意位置x,得由上式可解出nB(x)
為
對(duì)于均勻基區(qū),
對(duì)于緩變基區(qū)晶體管,當(dāng)較大時(shí),上式可簡(jiǎn)化為3.3.3基區(qū)渡越時(shí)間與輸運(yùn)系數(shù)將
Dn
寫為
DB
,上式可同時(shí)適用于
PNP
管和
NPN
管。
對(duì)于均勻基區(qū)晶體管,
可見,內(nèi)建電場(chǎng)的存在使少子的基區(qū)渡越時(shí)間大為減小。
利用上面得到的基區(qū)渡越時(shí)間
b
,可得緩變基區(qū)晶體管的基區(qū)輸運(yùn)系數(shù)
為
3.3.4注入效率與電流放大系數(shù)
對(duì)于
NPN
晶體管,注入效率為
上式中,已知
根據(jù)非均勻材料方塊電阻表達(dá)式,緩變基區(qū)的方塊電阻為于是
JnE
可表示為(3-43a)
類似地,可得從基區(qū)注入發(fā)射區(qū)的空穴形成的電流密度為上式中,(3-43a)(3-43b)
于是可得緩變基區(qū)晶體管的注入效率
以及緩變基區(qū)晶體管的電流放大系數(shù)
3.3.5小電流時(shí)電流放大系數(shù)的下降
實(shí)測(cè)表明,
與發(fā)射極電流
IE
有如下所示的關(guān)系
小電流時(shí)
下降的原因:當(dāng)發(fā)射結(jié)正向電流很小時(shí),發(fā)射結(jié)勢(shì)壘區(qū)
復(fù)合電流密度
JrE
的比例將增大,使注入效率下降。
當(dāng)電流很小時(shí),相應(yīng)的
VBE也很小,這時(shí)很大,使γ減小,從而使
下降。上式中,
當(dāng)不忽略
JrE
時(shí),注入效率為
隨著電流增大,減小,當(dāng)?shù)圆粦?yīng)被忽略時(shí),
當(dāng)電流繼續(xù)增大到與相比可以被忽略時(shí),
當(dāng)電流很大時(shí),
又會(huì)開始下降,這是由于大注入效應(yīng)和基區(qū)擴(kuò)展效應(yīng)引起的。
3.3.6發(fā)射區(qū)重?fù)诫s的影響
發(fā)射區(qū)重?fù)诫s效應(yīng):當(dāng)發(fā)射區(qū)摻雜濃度
NE
太高時(shí),不但不能提高注入效率γ,反而會(huì)使其下降,從而使
和β下降。
原因:發(fā)射區(qū)禁帶寬度變窄
與
發(fā)射區(qū)俄歇復(fù)合增強(qiáng)
。
1、發(fā)射區(qū)重?fù)诫s效應(yīng)
對(duì)于室溫下的硅,(1)發(fā)射區(qū)禁帶變窄
發(fā)射區(qū)禁帶變窄后,會(huì)使其本征載流子濃度
ni
變大,NE
增大而下降,從而導(dǎo)致
與β的下降。增大而先增大。但當(dāng)
NE
超過(1~5)×1019cm-3
后,γ反而隨
隨著NE
的增大,減小,增大,γ隨
NE(2)發(fā)射區(qū)俄歇復(fù)合增強(qiáng)
2、基區(qū)陷落效應(yīng)當(dāng)發(fā)射區(qū)的磷摻雜濃度很高時(shí),會(huì)使發(fā)射區(qū)下方的集電結(jié)結(jié)面向下擴(kuò)展,這個(gè)現(xiàn)象稱為
基區(qū)陷落效應(yīng)。
由于基區(qū)陷落效應(yīng),使得結(jié)深不易控制,難以將基區(qū)寬度做得很薄。
為了避免基區(qū)陷落效應(yīng),目前微波晶體管的發(fā)射區(qū)摻雜多采用砷來代替磷。
3.3.7異質(zhì)結(jié)雙極晶體管(HBT)
式中,,當(dāng)時(shí),,則
若選擇不同的材料來制作發(fā)射區(qū)與基區(qū),使兩區(qū)具有不同的禁帶寬度,則
常見的
HBT
結(jié)構(gòu)是用
GaAs
做基區(qū),AlxGa1-xAs
做發(fā)射區(qū)。另一種
HBT
結(jié)構(gòu)是用
SiGe
做基區(qū),Si
做發(fā)射區(qū)。
HBT
能提高注入效率,使β
得到幾個(gè)數(shù)量級(jí)的提高?;蛘咴诓唤档妥⑷胄实那闆r下
,大幅度提高基區(qū)摻雜濃度
,從而降低基極電阻,并為進(jìn)一步減薄基區(qū)寬度提供條件。
在
SiGeHBT
中
,可通過基區(qū)中半導(dǎo)體材料組分的不均勻分布,得到緩變的基區(qū)禁帶寬度。與緩變的基區(qū)摻雜類似,緩變的基區(qū)禁帶寬度也將在基區(qū)中產(chǎn)生一個(gè)對(duì)少子起加速作用的內(nèi)建電場(chǎng),降低少子的基區(qū)渡越時(shí)間。3.4雙極晶體管的直流電流電壓方程
本節(jié)以緩變基區(qū)
NPN
管為例,推導(dǎo)出在發(fā)射結(jié)和集電結(jié)上外加
任意電壓
時(shí)晶體管的直流電流電壓方程。EBCIEIBICVCEVBEVBCNN+P+++---
電流的參考方向和電壓的參考極性如下圖所示,
推導(dǎo)電流電壓方程時(shí),利用擴(kuò)散方程的解具有線性迭加性的特點(diǎn):方程在“邊界條件
1”
時(shí)的解n1(x)
與在“邊界條件
2”
時(shí)的解n2(x)
的和[n1(x)
+
n2(x)]
,等于以“邊界條件
1
與邊界條件
2
的和”為邊界條件時(shí)的解n(x)
。
3.4.1集電結(jié)短路時(shí)的電流
式中,IES
代表發(fā)射結(jié)反偏、集電結(jié)零偏時(shí)的發(fā)射極電流,也就是單獨(dú)的發(fā)射結(jié)構(gòu)成的
PN
結(jié)二極管的反向飽和電流。
于是可得到發(fā)射結(jié)為任意偏壓、集電結(jié)零偏時(shí)晶體管三個(gè)電極上的電流為
3.4.2發(fā)射結(jié)短路時(shí)的電流
把晶體管的發(fā)射區(qū)當(dāng)作“集電區(qū)”,集電區(qū)當(dāng)作“發(fā)射區(qū)”,就可得到一個(gè)倒過來應(yīng)用的晶體管,稱為
倒向晶體管。發(fā)射結(jié)短路就相當(dāng)于倒向晶體管的“集電結(jié)”短路,因此晶體管在本小節(jié)的偏置狀態(tài)就相當(dāng)于倒向晶體管在上一小節(jié)的偏置狀態(tài)。故可得
式中,ICS
代表集電結(jié)反偏、發(fā)射結(jié)零偏時(shí)的集電極電流,也就是單獨(dú)的集電結(jié)構(gòu)成的
PN
結(jié)二極管的反向飽和電流。
代表倒向管的共基極直流短路電流放大系數(shù),通常比小得多。
3.4.3晶體管的直流電流電壓方程
由于三個(gè)電流之間滿足
IB
=IE-
IC,三個(gè)電流中只有兩個(gè)是獨(dú)立的。若選取IE與IC
,所得為共基極直流電流電壓方程,也稱為“埃伯斯-莫爾方程”,即
將上述兩種偏置條件下的電流相加,即可得到發(fā)射結(jié)和集電結(jié)上均外加任意電壓時(shí)晶體管的直流電流電壓方程。(3-59b)(3-59a)
若選取
IB
與
IC,所得為共發(fā)射極直流電流電壓方程,
正向管與倒向管之間存在一個(gè)
互易關(guān)系
,即(3-60)
3.4.4晶體管的輸出特性
共基極輸出特性:以輸入端的
IE
為參變量,輸出端的
IC
與
VBC
之間的關(guān)系。
由共基極直流電流電壓方程(埃伯斯-莫爾方程),EBCIEICVBCNN+P+-B消去
VBE
,即可得共基極輸出特性方程:當(dāng)
VBC
=
0時(shí),在放大區(qū),VBC<0,且當(dāng)時(shí),
ICBO
代表發(fā)射極開路(IE=
0)、集電結(jié)反偏(
VBC<
0
)時(shí)的集電極電流,稱為共基極反向截止電流。
式中,
共基極輸出特性曲線
共發(fā)射極輸出特性:以輸入端的
IB
為參變量,輸出端的
IC
與
VCE
之間的關(guān)系。
由共發(fā)射極直流電流電壓方程,ECBPIBICNEVCEN+
式中,
或消去
VBE
,即可得共發(fā)射極輸出特性方程
當(dāng)
VBC
=
0,或
VCE
=
VBE時(shí),
在放大區(qū),VBC<
0,或
VCE>
VBE
,
ICEO
代表基極開路(IB
=0)、集電結(jié)反偏(
VBC
<
0
)時(shí)從發(fā)射極穿透到集電極的電流,稱為共發(fā)射極反向截止電流,或共發(fā)射極穿透電流。
共發(fā)射極輸出特性曲線
圖中,虛線代表
VBC
=
0,或
VCE
=
VBE
,即放大區(qū)與飽和區(qū)的分界線。在虛線右側(cè),VBC
<
0
,或
VCE
>
VBE,為放大區(qū);在虛線左側(cè),VBC
>
0
,或
VCE
<
VBE
,為飽和區(qū)。
3.4.5基區(qū)寬度調(diào)變效應(yīng)
在共發(fā)射極放大區(qū),理論上,即
IC
與
VCE
無關(guān)。但在實(shí)際的晶體管中,IC
隨
VCE
的增大會(huì)略有增大。
原因:當(dāng)
VCE增大時(shí),集電結(jié)反偏(VBC=
VBE–VCE)增大,集電結(jié)耗盡區(qū)增寬,使中性基區(qū)的寬度變窄,基區(qū)少子濃度分布的梯度增大,從而使
IC
增大。這種現(xiàn)象稱為
基區(qū)寬度調(diào)變效應(yīng),也稱為
厄爾利效應(yīng)。W'BW'BWBWBxNNP00nB(x)
當(dāng)忽略基區(qū)中的少子復(fù)合及
ICEO時(shí),基區(qū)中的部分,即xp
。式中,稱為
厄爾利電壓
;,稱為
共發(fā)射極增量輸出電阻
;,為集電結(jié)耗盡區(qū)進(jìn)入
若假設(shè)基區(qū)寬度
WB
不變,即,則無厄爾利效應(yīng),,此時(shí)
IC
與
VCE
無關(guān)。
對(duì)于均勻基區(qū),
為減小厄爾利效應(yīng),應(yīng)增大基區(qū)寬度
WB
;減小集電結(jié)耗盡區(qū)在基區(qū)內(nèi)的寬度xdB,即增大基區(qū)摻雜濃度
NB
。實(shí)際上,,故
VA
與
ro
均為正的有限值,VA
的幾何意義3.5
雙極晶體管的反向特性
3.5.1反向截止電流
各種反向截止電流的小結(jié)
(1)IES
:VBE
<0
、VBC
=0時(shí)的
IE
,即單個(gè)發(fā)射結(jié)的反向飽和電流。VBEIESEBCN+PN
(3)ICBO
:VBC<0
、IE
=0時(shí)的
IC
,在共基極電路放大區(qū)中,VBCICBOEBCN+PN
(2)ICS
:VBC<0、VBE
=0時(shí)的
IC
,即單個(gè)集電結(jié)的反向飽和電流。VBCICSEBCN+PN
(5)IEBO
:VBE
<0、IC
=0時(shí)的
IE
,VBEIEBOEBCN+PN
(4)ICEO
:VBC
<0、IB
=0時(shí)的
IC
,在共發(fā)射極電路放大區(qū)中,VCEICEOEBCN+PN
當(dāng)發(fā)射極開路時(shí),IE
=0,但這并不意味著
VBE
=0。那么
VBE
為多少呢?根據(jù)
NPN
管的共基極電流電壓方程
浮空電勢(shì)與
ICBOVCBICBOIE=0浮空電勢(shì)EBCN+PN(3-59b)(3-59a)
將
IE
=0代入方程(3-59a),得
考慮到
VBC<0以及互易關(guān)系,得(3-59b)(3-59a)np0np(x)0WBP
型基區(qū)于是從上式可解得
浮空電勢(shì)
為
上式說明,在測(cè)量
ICBO
時(shí)晶體管的兩個(gè)結(jié)都是反偏的。
在測(cè)量
ICBO
、ICS
和
ICEO
時(shí),集電結(jié)都是反偏的,而發(fā)射結(jié)分別為反偏、零偏和正偏,因此這3
個(gè)電流的大小關(guān)系是,
如果基區(qū)足夠長(zhǎng),以至于兩個(gè)
PN
結(jié)之間沒有耦合作用,即則
3
個(gè)電流的大小相同,都等于單個(gè)集電結(jié)的反向飽和電流。
3.5.2共基極接法中的雪崩擊穿電壓
已知
PN
結(jié)的雪崩倍增因子
M
可以表示為
在工程實(shí)際中常用下面的經(jīng)驗(yàn)公式來表示當(dāng)
已知擊穿電壓時(shí)
M
與外加反向電壓之間的關(guān)系,當(dāng)|V|
=0時(shí),M=1;當(dāng)|V|
→
VB
時(shí),M
→
∞。對(duì)于硅
PN
結(jié),S=2(PN+
結(jié)
)S=4(P+N
結(jié))
對(duì)于晶體管,在共基極接法的放大區(qū),,當(dāng)發(fā)生雪崩倍增效應(yīng)時(shí),IC
成為
式中,,,分別代表計(jì)入雪崩倍增效應(yīng)后的共基極電流放大系數(shù)與反向截止電流。
定義:發(fā)射極開路時(shí),使
I’CBO
→∞時(shí)的|VBC|稱為
共基極集電結(jié)雪崩擊穿電壓,記為
BVCBO
。
顯然,當(dāng)|VBC|
→
VB時(shí),M→
∞,I’CBO=
M
ICBO→
∞,所以
BVCBO
=
VB
,即單個(gè)集電結(jié)的擊穿電壓。
雪崩擊穿對(duì)共基極輸出特性曲線的影響
3.5.3共發(fā)射極接法中的雪崩擊穿電壓
在共發(fā)射極接法的放大區(qū)中,
當(dāng)發(fā)生雪崩倍增效應(yīng)時(shí),IC
成為式中,分別代表計(jì)入雪崩倍增效應(yīng)后的共發(fā)射極放大系數(shù)與穿透電流。
可見雪崩倍增對(duì)與
ICEO
的影響要比對(duì)與
ICBO
的影響大得多?;蛘哒f,雪崩倍增對(duì)共發(fā)射極接法的影響要比對(duì)共基極接法的影響大得多。
定義:基極開路時(shí),使
I’CEO
→
∞
時(shí)的
VCE
稱為
集電極-發(fā)射極擊穿電壓
,記為
BVCEO。
BVCEO
與
BVCBO
的關(guān)系
當(dāng)時(shí),即時(shí),,將此關(guān)系即代入
M
中,得
在擊穿的起始階段電流還很小,
在小電流下變小,使?jié)M足擊穿條件的
M
值較大,擊穿電壓BVCEO
也就較高。隨著電流的增大,
恢復(fù)到正常值,使?jié)M足的
M
值減小,擊穿電壓也隨之下降到與正常的
與
值相對(duì)應(yīng)的,使曲線的擊穿點(diǎn)向左移動(dòng),形成一段負(fù)阻區(qū)。
ICEO
~
VCE曲線中經(jīng)常會(huì)出現(xiàn)一段
負(fù)阻區(qū)。圖中,VSUS
稱為維持電壓。
原因:ICEOBVCEOVCEVSUSIC0負(fù)阻區(qū)
雪崩擊穿對(duì)共發(fā)射極輸出特性曲線的影響
3.5.4發(fā)射極與基極間接有外電路時(shí)的反向電流與擊穿電壓(本小節(jié)請(qǐng)同學(xué)們自學(xué))
3.5.5發(fā)射結(jié)擊穿電壓
定義:使
I’EBO
→
∞
時(shí)的發(fā)射極與基極之間的反向電壓記為BVEBO
。它就是單個(gè)發(fā)射結(jié)的擊穿電壓。
在一般晶體管中,NE
>NB>NC
,所以
BVCBO
取決于
NC
,BVEBO
取決于
NB
,且
BVCBO>>BVEBO
。
3.5.6基區(qū)穿通效應(yīng)
WBN+NP0
集電結(jié)上的反向電壓增大到其勢(shì)壘區(qū)將基區(qū)全部占據(jù)時(shí),WB’
=
0,這種現(xiàn)象稱為
基區(qū)穿通,相應(yīng)的集電結(jié)反向電壓稱為基區(qū)穿通電壓,記為
Vpt。
基區(qū)穿通時(shí),進(jìn)入基區(qū)中的勢(shì)壘區(qū)寬度與基區(qū)寬度相等。對(duì)于突變結(jié),當(dāng)忽略
Vbi時(shí),
防止基區(qū)穿通的措施:增大
WB
與
NB
。這與防止厄爾利效應(yīng)的措施一致,但與提高放大系數(shù)與的要求相矛盾。
1、基區(qū)穿通電壓
2、基區(qū)穿通對(duì)
ICBO~VCB
特性的影響
當(dāng)
VCB
較小時(shí),開路的發(fā)射極上存在一個(gè)反偏浮空電勢(shì)
。當(dāng)
VCB增大到穿通電壓
Vpt時(shí),基區(qū)穿通。如果
VCB繼續(xù)增加
,因耗盡區(qū)不可能再擴(kuò)展,所以
VCE
保持
Vpt
不變
。對(duì)于平面晶體管,VCB
超過
Vpt的部分
(
VCB–Vpt)將加在發(fā)射結(jié)的側(cè)面,使發(fā)射結(jié)浮空電勢(shì)增大。當(dāng)
(VCB–Vpt)
達(dá)到發(fā)射結(jié)擊穿電壓時(shí),發(fā)射結(jié)發(fā)生擊穿,使
ICBO
急劇增加。
ICBOVCBN+PNEBC
3、基區(qū)穿通對(duì)
ICEO~VCE
特性的影響
基極開路、集電極和發(fā)射極間加
VCE時(shí),發(fā)射結(jié)上有一個(gè)很小的正向電壓
VBE,其余絕大部分是集電結(jié)的反向電壓
VCB。當(dāng)
VCE增加到
VCE=
Vpt
+VBE
時(shí),基區(qū)穿通
。當(dāng)
VCE
繼續(xù)增加時(shí),VCB保持
Vpt不變,因此只要
VCE稍微增加一點(diǎn),使
VBE達(dá)到正向?qū)妷?/p>
VF,就會(huì)有大量發(fā)射區(qū)載流子注入穿通的基區(qū)再到達(dá)集電區(qū),使集電極電流
ICEO
急劇增加。
ICEOVCEN+PNEBC
在平面晶體管中,NB>NC
,勢(shì)壘區(qū)主要向集電區(qū)擴(kuò)展,一般不易發(fā)生基區(qū)穿通。但可能由于材料的缺陷或工藝的不當(dāng)而發(fā)生局部穿通。VCBVBICBO0
4、基區(qū)局部穿通3.6基極電阻
把基極電流
IB
從
基極引線
經(jīng)
非工作基區(qū)
流到
工作基區(qū)
所產(chǎn)生的電壓降,當(dāng)作是由一個(gè)電阻產(chǎn)生的,稱這個(gè)電阻為
基極電阻,用
rbb’
表示
。由于基區(qū)很薄,rbb’
的截面積很小,使
rbb’的數(shù)值相當(dāng)可觀,對(duì)晶體管的特性會(huì)產(chǎn)生明顯的影響。
以下的分析以
NPN
管為例。(1)基極金屬電極與基區(qū)的歐姆接觸電阻rcon(2)基極接觸處到基極接觸孔邊緣的電阻rcb(3)基極接觸孔邊緣到工作基區(qū)邊緣的電阻rb
(4)工作基區(qū)的電阻rb’
基極電阻rbb’大致由以下
4
部分串聯(lián)構(gòu)成:
3.6.1方塊電阻
對(duì)于均勻材料,
對(duì)于沿厚度方向(x方向)不均勻的材料,
對(duì)于矩形的薄層材料,總電阻就是
R口
乘以電流方向上的方塊個(gè)數(shù),即LdI
晶體管中各個(gè)區(qū)的方塊電阻分別為
發(fā)射區(qū):
工作基區(qū):指正對(duì)著發(fā)射區(qū)下方的在
WB
=
xjc
-
xje
范圍內(nèi)的基區(qū),也稱為
有源基區(qū)
或
內(nèi)基區(qū)。
非工作基區(qū):指在發(fā)射區(qū)下方以外從表面到
xjc處的基區(qū),也稱為
無源基區(qū)
或
外基區(qū)。
為了降低rcon
與rcb
,通常對(duì)基極接觸孔下方的非工作基區(qū)進(jìn)行高濃度、深結(jié)深的重?fù)诫s。
重?fù)诫s非工作基區(qū)的方塊電阻為
3.6.2rcon
與rb式中,CΩ
代表
歐姆接觸系數(shù),單位為Ω.cm2
,隨半導(dǎo)體類型、摻雜濃度及金屬種類的不同而不同,參見表
3-2。通常摻雜濃度越高,則
CΩ
越小。
雙基極條結(jié)構(gòu)的rcon與rbEBdSeSblBdSb
圓環(huán)形基極條結(jié)構(gòu)的rcon與rbdSdBSe
3.6.3rb’與
rcb
在產(chǎn)生電阻rb’與rcb的基區(qū)內(nèi),基極電流是隨距離變化的分布電流Ib(y),因此這個(gè)區(qū)域內(nèi)的基極電阻是分布參數(shù)而不是集中參數(shù)。但是對(duì)于了解一些現(xiàn)象的物理機(jī)理,以及對(duì)于一些簡(jiǎn)化的工程計(jì)算及電路研究而言,可以采用
等效電阻
的概念。這里的等效,是指集中電流
IB
在等效電阻上消耗的功率與分布電流
Ib(y)
在相應(yīng)的基區(qū)內(nèi)消耗的實(shí)際功率
相等。
雙基極條結(jié)構(gòu)的rb’
分布電流為dy
段上的電阻為Ib(y)
在
dy
段電阻上的功耗為Ib(y)
在工作基區(qū)內(nèi)的功耗為
根據(jù)等效電阻的概念,這個(gè)功率應(yīng)該與集中電流
IB在等效電阻rb’上的功耗相等,即
雙基極條結(jié)構(gòu)的rcb
圓環(huán)形基極結(jié)構(gòu)的rb’
圓環(huán)形基極結(jié)構(gòu)的rcb
很小,可以忽略。圓環(huán)形基極:
降低rbb’的措施(1)減小
R口B1
與
R口B2,即增大基區(qū)摻雜與結(jié)深,但這會(huì)降低β,降低發(fā)射結(jié)擊穿電壓與提高發(fā)射結(jié)勢(shì)壘電容。(2)非工作基區(qū)重?fù)诫s,以減小
R口B3
和
CΩ。(3)減小
Se
、Sb
與d,增長(zhǎng)l,即采用細(xì)線條,并且增加基極條的數(shù)目,但這受光刻工藝水平和成品率的限制。雙基極條:3.7雙極晶體管的功率特性
1、對(duì)基區(qū)輸運(yùn)系數(shù)的影響
3.7.1大注入效應(yīng)
緩變基區(qū)小注入時(shí),
均勻基區(qū)小注入時(shí),
發(fā)生大注入時(shí),
2、對(duì)注入效率的影響
3、對(duì)電流放大系數(shù)的影響
3.7.2基區(qū)擴(kuò)展效應(yīng)
當(dāng)越過基區(qū)的載流子以一定的濃度和一定的速度進(jìn)入集電結(jié)勢(shì)壘區(qū)時(shí),載流子電荷會(huì)對(duì)勢(shì)壘區(qū)中的電荷及電場(chǎng)分布產(chǎn)生影響,其重要后果之一,就是當(dāng)集電結(jié)電壓不變,集電極電流增加時(shí),中性基區(qū)會(huì)變寬,從而導(dǎo)致基區(qū)渡越時(shí)間變長(zhǎng)。這個(gè)現(xiàn)象稱為
基區(qū)擴(kuò)展效應(yīng),或
克爾克(Kirk)效應(yīng)。
基極電流通過基極電阻時(shí)產(chǎn)生的壓降,會(huì)使晶體管發(fā)射結(jié)上不同區(qū)域的偏壓不相等。由于發(fā)射極電流與發(fā)射結(jié)偏壓之間有指數(shù)關(guān)系,所以發(fā)射結(jié)偏壓只要略有差異,發(fā)射極電流就會(huì)有很大的變化。當(dāng)晶體管的電流很大時(shí),基極電阻產(chǎn)生的壓降也就很大,這會(huì)使得發(fā)射極電流在發(fā)射結(jié)上的分布極不均勻。實(shí)際上發(fā)射極電流的分布是離基極接觸處越近電流越大,離開基極接觸處較遠(yuǎn)的地方電流很快下降到很小的值。這個(gè)現(xiàn)象稱為
發(fā)射結(jié)電流集邊效應(yīng),又稱為
基極電阻自偏壓效應(yīng)。
3.7.3發(fā)射結(jié)電流集邊效應(yīng)
3.7.4晶體管的熱學(xué)性質(zhì)
3.7.5二次擊穿和安全工作區(qū)
1、電流集中型二次擊穿當(dāng)晶體管的VCE逐漸增大到某一數(shù)值時(shí),集電極電流急劇上升,出現(xiàn)通常的雪崩擊穿,這個(gè)首次出現(xiàn)的擊穿稱為一次擊穿,這是非破壞性的。當(dāng)VCE再稍有增大,使IC增大到某一臨界值時(shí),晶體管上的壓降突然降低,電流仍繼續(xù)增大,這個(gè)現(xiàn)象稱為二次擊穿。在二次擊穿過程中,從高電壓低電流區(qū)急速地過渡到低電壓大電流區(qū),出現(xiàn)負(fù)阻現(xiàn)象,同時(shí)晶體管發(fā)生不可恢復(fù)的損壞。
由于發(fā)射結(jié)的摻雜不均勻及晶格缺陷等原因,晶體管內(nèi)電流的初始分布不可能是完全均勻的。又由于電流具有正溫度系數(shù),這種初始的不均勻在一定的條件下可能產(chǎn)生惡性循環(huán),使電流和溫度分布的不均勻越來越嚴(yán)重,最后導(dǎo)致電流和溫度集中在一個(gè)極小的區(qū)域內(nèi)。解決電流集中效應(yīng)的方法是采用多個(gè)發(fā)射極鎮(zhèn)流電阻。
2、安全工作區(qū)
3.8電流放大系數(shù)與頻率的關(guān)系
晶體管放大高頻信號(hào)時(shí),首先用被稱為
“偏置”
或
“工作點(diǎn)”的直流電壓或直流電流使晶體管工作在放大區(qū),然后
把欲放大的高頻信號(hào)疊加在輸入端的直流偏置上。
當(dāng)
信號(hào)電壓的振幅遠(yuǎn)小于(kT/q)
時(shí),稱為
小信號(hào)。這時(shí)晶體管內(nèi)與信號(hào)有關(guān)的各電壓、電流和電荷量,都由直流偏置和高頻小信號(hào)兩部分組成,其高頻小信號(hào)的振幅都遠(yuǎn)小于相應(yīng)的直流偏置。各高頻小信號(hào)電量之間近似地成
線性關(guān)系
。
電流、電壓和電荷量的符號(hào)(以基極電流為例)總瞬時(shí)值:其中的直流分量:其中的高頻小信號(hào)分量:高頻小信號(hào)的振幅:
由于各小信號(hào)電量的振幅都遠(yuǎn)小于相應(yīng)的直流偏置,而且是疊加在直流偏置上的,所以可
將小信號(hào)作為總瞬時(shí)值的
微分來處理。仍以基極電流為例,即或
隨著信號(hào)頻率f的提高,
和
的幅度會(huì)減小,相角會(huì)滯后。
以分別代表高頻小信號(hào)的發(fā)射結(jié)注入效率、基區(qū)輸運(yùn)系數(shù)、共基極和共發(fā)射極電流放大系數(shù),它們都是復(fù)數(shù)。對(duì)極低的頻率或直流小信號(hào),即當(dāng)ω
→
0時(shí),它們分別成為。
以
PNP
管為例,高頻小信號(hào)電流從流入發(fā)射極的
ie
到流出集電極的ic
,會(huì)發(fā)生如下變化:ieipeipcipccicieicCTECDECTC
3.8.1高頻小信號(hào)電流在晶體管中的變化rCS
3.8.2基區(qū)輸運(yùn)系數(shù)與頻率的關(guān)系
1、高頻小信號(hào)基區(qū)輸運(yùn)系數(shù)的定義
基區(qū)中到達(dá)集電結(jié)的少子電流的高頻小信號(hào)分量
與從發(fā)射區(qū)注入基區(qū)的少子形成的電流中的高頻小信號(hào)分量
之比,稱為
高頻小信號(hào)基區(qū)輸運(yùn)系數(shù),記為。對(duì)于
PNP
管,
基區(qū)輸運(yùn)系數(shù)隨頻率的變化主要是由少子的基區(qū)渡越時(shí)間所引起。(1)復(fù)合損失使
的物理意義:基區(qū)中單位時(shí)間內(nèi)的復(fù)合率為,少子在渡越時(shí)間
b內(nèi)的復(fù)合率為,因此到達(dá)集電結(jié)的未復(fù)合少子占進(jìn)入基區(qū)少子總數(shù),這就是
。這種損失對(duì)直流與高頻信號(hào)都是相同的。
2、基區(qū)渡越時(shí)間的作用(2)時(shí)間延遲使相位滯后對(duì)角頻率為ω
的高頻信號(hào),集電結(jié)處的信號(hào)比發(fā)射結(jié)處在相位上滯后ω
b
,因此在的表達(dá)式中應(yīng)含有因子。(3)渡越時(shí)間的分散使減小
已知在直流時(shí),,現(xiàn)
假定
上述關(guān)系也適用于高頻小信號(hào),即
3、由電荷控制法求
基區(qū)中高頻小信號(hào)空穴電流的電荷控制方程為當(dāng)暫不考慮復(fù)合損失時(shí),可先略去復(fù)合項(xiàng)?;鶇^(qū)ipeipc將代入略去后的空穴電荷控制方程中,
再將復(fù)合損失考慮進(jìn)去,得
上式可改寫為一般情況下,得
式中,代表復(fù)合損失,代表相位的滯后,代表
b的分散使的減小。
4、
在復(fù)平面上的表示△OPA與△OAB
相似,因此,
可見,半圓上點(diǎn)
P
的軌跡就是。
由于采用了的假設(shè)而使
的表達(dá)式不夠精確,因?yàn)檫@個(gè)假設(shè)是從直流情況下直接推廣而來的。但在交流情況下,從發(fā)射結(jié)注入基區(qū)的少子電荷
qb,要延遲一段時(shí)間后才會(huì)在集電結(jié)產(chǎn)生集電極電流ipc
。
計(jì)算表明,這段延遲時(shí)間為,m
稱為
超相移因子,或
剩余相因子,可表為
5、延遲時(shí)間
對(duì)于均勻基區(qū),η=0,m
=0.22。
這樣,雖然少子在基區(qū)內(nèi)持續(xù)的平均時(shí)間是
b
,但是只有其中的時(shí)間才對(duì)
ipc
有貢獻(xiàn),因此
ipc的表達(dá)式應(yīng)當(dāng)改為同時(shí)要在上增加一個(gè)延遲因子。
準(zhǔn)確的表達(dá)式應(yīng)為
6、基區(qū)輸運(yùn)系數(shù)的準(zhǔn)確式子
定義:當(dāng)下降到時(shí)的角頻率與頻率分別稱為輸運(yùn)系數(shù)的截止角頻率
與
截止頻率
,記為與。
當(dāng)時(shí),上式可表為于是又可表為因子使點(diǎn)
P
還須再轉(zhuǎn)一個(gè)相角后到達(dá)點(diǎn)
P’,得到的的軌跡,才是的軌跡。
輸運(yùn)系數(shù)的準(zhǔn)確式子在復(fù)平面上的表示準(zhǔn)確式中的因子的軌跡仍是半圓
P,但另一個(gè)
3.8.3高頻小信號(hào)電流放大系數(shù)ieipeipcipccicieicCTECDECTCrCS
1、發(fā)射結(jié)勢(shì)壘電容充放電時(shí)間常數(shù)
由發(fā)射區(qū)注入基區(qū)的少子形成的電流中的高頻小信號(hào)分量與發(fā)射極電流中的高頻小信號(hào)分量之比,稱為
高頻小信號(hào)注入效率,記為。對(duì)于
PNP
管,ieipeipcipccic
當(dāng)不考慮擴(kuò)散電容與寄生參數(shù)時(shí),發(fā)射結(jié)的交流小信號(hào)等效電路由
發(fā)射極增量電阻與電容
CTE
構(gòu)成。iereCTEeb
流過電阻re
的電流為
流過電容
CTE
的電流為iectine
因此ieripe
暫不考慮從基區(qū)注入發(fā)射區(qū)形成的ine(即假設(shè))時(shí),
再計(jì)入的作用后,得式中,,稱為
發(fā)射結(jié)勢(shì)壘電容充放電時(shí)間常數(shù)。iereCTEebiectineieripe
2、發(fā)射結(jié)擴(kuò)散電容充放電時(shí)間常數(shù)
本小節(jié)從
CDE的角度來推導(dǎo)(近似式)。
假設(shè)即代入
CDE
,得WBx0QBQEqb
=
dQBqe=dQEieipeipcipccic
流過電阻re
的電流為
當(dāng)不考慮勢(shì)壘電容與寄生參數(shù)時(shí),發(fā)射結(jié)的交流小信號(hào)等效電路由發(fā)射極增量電阻與擴(kuò)散電容
CDE
構(gòu)成。
流過電容
CDE
的電流為ieipeipcreCDEebiecdier
因此ipr式中,
再計(jì)入復(fù)合損失后得:
暫不考慮基區(qū)復(fù)合損失時(shí),ieipeipcreCDEebiecdieripr
3、集電結(jié)耗盡區(qū)延遲時(shí)間
基區(qū)少子進(jìn)入集電結(jié)耗盡區(qū)后,在強(qiáng)電場(chǎng)的作用下以飽和速度vmax作漂移運(yùn)動(dòng),通過寬度為xdc的耗盡區(qū)所需的時(shí)間為
當(dāng)空穴進(jìn)入耗盡區(qū)后,會(huì)改變其中的空間電荷分布,從而改變電場(chǎng)分布和電位分布,這又會(huì)反過來影響電流。這里采用一個(gè)簡(jiǎn)化的模型來表示這種影響。ieipeipcipccic
設(shè)電荷量為qc
的基區(qū)少子(空穴)進(jìn)入集電結(jié)耗盡區(qū)后,在它通過耗盡區(qū)的
t
期間,平均而言會(huì)在耗盡區(qū)兩側(cè)分別感應(yīng)出兩個(gè)(-qc
/2)的電荷。
當(dāng)集電區(qū)一側(cè)感應(yīng)出(
-qc
/2
)時(shí),將產(chǎn)生一個(gè)向右的電流
。另一方面,流出耗盡區(qū)的空穴電流比流入耗盡區(qū)的空穴電流少了,所以ipcc
成為:NPipcipccxdcqc-qc/2-qc/2
平均來說,代入上式,得式中,稱為
集電結(jié)耗盡區(qū)延遲時(shí)間。
4、集電結(jié)勢(shì)壘電容經(jīng)集電區(qū)充放電的時(shí)間常數(shù)
當(dāng)電流ic
流經(jīng)集電區(qū)體電阻rcs
時(shí),將產(chǎn)生電壓icrcs。雖然vcb
=
0,但在本征集電結(jié)上(c’與b之間)卻有電壓NPCTCrcsicvcb=
0cbc’ieipeipcipccic
總的高頻小信號(hào)集電極電流為式中,,代表
集電結(jié)勢(shì)壘電容經(jīng)集電區(qū)的充放電時(shí)間常數(shù)。vc’b
將對(duì)
CTC
進(jìn)行充放電,充放電電流為
5、共基極高頻小信號(hào)短路電流放大系數(shù)及其截止頻率
上式?jīng)]有
PNP
與
NPN
之分。式中,
稱為
信號(hào)延遲時(shí)間,代表信號(hào)從發(fā)射極到集電極總的延遲時(shí)間,則
可寫為
在頻率不是特別高的情況下,令
可見,在直流或極低頻下,隨著頻率的提高,的幅度下降,相角滯后。
如果忽略,則,
定義:當(dāng)下降到時(shí)的角頻率和頻率分別稱為的截止角頻率
和
截止頻率,記為
和
,即這時(shí)與的區(qū)別僅在于用代替。的頻率特性主要由
WB和決定,即
討論兩種情況(1)對(duì)截止頻率不是特別高的一般高頻管,例如fa<<
500
MHz的高頻晶體管,基區(qū)寬度
WB>
1
m,此時(shí),(2)對(duì)fa
>500
MHz
的現(xiàn)代微波管,WB<1
m,
b只占
ec
中的很小一部分,就更小了,因此,可忽略,得
6、共發(fā)射極高頻小信號(hào)短路電流放大系數(shù)及其截止頻率將代入,得若忽略,得
的截止角頻率
和
截止頻率,記為
和
,即
定義:當(dāng)下降到時(shí)的角頻率和頻率分別稱為這時(shí)
又可表為
與的關(guān)系在忽略的情況下,所以
3.8.4晶體管的特征頻率
1、
隨頻率的變化
在此頻率范圍內(nèi),ic
比
ib
滯后900,且與f成反比,即
頻率每加倍,
減小一半。由于功率正比于電流的平方,所以
頻率每加倍,功率增益降為
1/4。
定義:當(dāng)降為1
時(shí)的頻率稱為
特征頻率
,記為fT
。由,可解得
2、特征頻率的定義
因所以fT
可表為
對(duì)于fa
>
500
MHz
的現(xiàn)代微波管,可忽略,這時(shí)
對(duì)于fa
<<
500
MHz
的晶體管,
ec
中以
b為主,這時(shí)
當(dāng)
WB
較大,fT
較低時(shí),提高
fT
的主要措施是減小
WB。但當(dāng)
WB已很小時(shí),僅靠減小
WB
來提高fT的作用就開始減弱。特別是當(dāng)WB<0.1
m
后,再減小
WB
對(duì)提高fT幾乎不起多少作用,反而產(chǎn)生諸如提高rbb’,降低
VA
等副作用??傻玫年P(guān)系曲線也有類似的頻率特性。
由
實(shí)際測(cè)量fT
時(shí),不一定要測(cè)到使下降為
1
時(shí)的頻率,而是在的條件下測(cè)量(可以大于1),然后根據(jù),即可得到
由于上式,fT
又稱為晶體管的
增益帶寬乘積。
高頻管的工作頻率一般介于fβ與fT
之間。
3、特征頻率的測(cè)量
4、特征頻率隨偏置電流的變化
小電流時(shí),隨著
IE或
IC
的增大,
eb減小,使
fT提高,所以
fT在小電流時(shí)隨電流的增大而提高
。但是當(dāng)電流很大時(shí),
eb
的影響變小,甚至可以略去。
大電流時(shí),當(dāng)基區(qū)發(fā)生縱向擴(kuò)展
WB時(shí),使基區(qū)渡越時(shí)間
b增加。同時(shí),集電結(jié)勢(shì)壘區(qū)厚度將減小
WB,使集電結(jié)勢(shì)壘區(qū)延遲時(shí)間
d
變小,使
CTC
增加。由于
b
與
CTC
的增加要比
d
的減小大得多,所以
fT
在大電流時(shí)隨電流的增大而降低。
代入表
3-4
的參數(shù),經(jīng)計(jì)算可得由于忽略了一些次要因素,實(shí)際的fT
可能只有
7
GHz
左右。
例:某高頻晶體管具有如表
3-4
所示的參數(shù),計(jì)算其fT
。對(duì)
b
的修正
3.8.5影響高頻電流放大系數(shù)與特征頻率的其它因素CTC
中還應(yīng)包括延伸電極的寄生電容,等等。
發(fā)射區(qū)延遲時(shí)間EBC3.9高頻小信號(hào)電流電壓方程與等效電路
推導(dǎo)步驟:首先利用電荷控制方程得到
“i~q”
關(guān)系,然后再推導(dǎo)出
“q~v”
關(guān)系,兩者結(jié)合即可得到“i~v”
方程。
本節(jié)以均勻基區(qū)
NPN
管為例。(并推廣到高頻小信號(hào))
先復(fù)習(xí)一些推導(dǎo)中要用到的公式
3.9.1小信號(hào)的電荷控制模型
(i~
q關(guān)系)
參考方向:電流均以流入為正,結(jié)電壓為vbe
和vcb。
基極電流的高頻小信號(hào)分量ib由以下
6
部分組成:
晶體管中各種電荷的高頻小信號(hào)分量為(2)由基區(qū)注入發(fā)射區(qū)的少子形成的ipe
,這些電荷在發(fā)射區(qū)中與多子相復(fù)合,故可表示為(1)補(bǔ)充與基區(qū)少子復(fù)合掉的多子的電流(4)當(dāng)vcb變化時(shí),對(duì)
CTC
的充放電電流(5)當(dāng)基區(qū)電荷qb
變化時(shí)引起的電流(6)當(dāng)發(fā)射區(qū)電荷qe
變化時(shí)引起的電流(3)當(dāng)vbe
變化時(shí),對(duì)
CTE
的充放電電流
其中基區(qū)少子的小信號(hào)電荷qb又可分為由vbe引起的qb
(E
)
和由vcb引起的qb
(C
)兩部分。
因此基極電流的高頻小信號(hào)分量ib可以表為
集電極電流的高頻小信號(hào)分量ic由以下
3
部分組成(1)從發(fā)射區(qū)注入基區(qū)的少子,渡越過基區(qū)被集電結(jié)收集后所形成的(2)當(dāng)vcb變化時(shí),對(duì)
CTC的充放電電流(3)當(dāng)vcb
變化時(shí),引起qb
(C
)
變化時(shí)所需的電流
因此
3.9.2小信號(hào)的電荷電壓關(guān)系(q~
v關(guān)系)
下面推導(dǎo)晶體管中的各種“
q~v”
關(guān)系
式中的qb
(E
)實(shí)際上就是
CDE上的電荷,即
vbe增加時(shí),qb(E
)增加。將與代入中,得
因此vcb
增加時(shí),qb
(C
)減少。
于是得到各“
q~v”
關(guān)系為將以上的qe、qb、qte、qtc
代入基極電流ib中,式中,
3.9.3高頻小信號(hào)電流電壓方程
經(jīng)整理和簡(jiǎn)化后得也分為與vbe有關(guān)的和與vcb有關(guān)的,即
下面推導(dǎo)集電極電流ic
必須將上式中的看作一個(gè)整體,即,它上式中,代表集電極電流受發(fā)射結(jié)電壓變化的影響,稱為晶體管的
轉(zhuǎn)移電導(dǎo),或
跨導(dǎo)。
根據(jù)發(fā)射極增量電阻
re的表達(dá)式,gm與
re之間的關(guān)系為
由晶體管的直流電流電壓方程
(
3-59b
),當(dāng)發(fā)射結(jié)正偏集電結(jié)反偏時(shí),跨導(dǎo)可表為代入ic
中,經(jīng)整理后得
中的其余兩項(xiàng)為
于是得到共發(fā)射極高頻小信號(hào)電流電壓方程為
當(dāng)用高頻小信號(hào)的振幅來表示時(shí),晶體管的共發(fā)射極高頻小信號(hào)電流電壓方程為
再由
Ie
=
-Ib
-
Ic
的關(guān)系,可求出
Ie
,并考慮到可得共基極高頻小信號(hào)電流電壓方程(3-358a)(3-358b)3.9.5小信號(hào)等效電路
如果用另外一些元件構(gòu)成一個(gè)電路,使其輸入輸出端上信號(hào)量之間的關(guān)系和晶體管的完全一樣,則這個(gè)電路就是晶體管的
等效電路。在分析含有晶體管的電路時(shí),可以用等效電路來代替晶體管
。要注意的是
,等效電路是對(duì)外等效對(duì)內(nèi)不等效
,所以等效電路不能用來研究晶體管的內(nèi)部物理過程。
根據(jù)共發(fā)射極高頻小信號(hào)電流電壓方程可得原始的共發(fā)射極高頻小信號(hào)等效電路
1、混合π等效電路
電路的轉(zhuǎn)換
利用電流源之間的轉(zhuǎn)換關(guān)系
c、e之間的和e、b之間的可以轉(zhuǎn)化為c、b之間的,又由于此電流正比于c、b之間的電壓Vcb,所以這實(shí)際上是c、b之間的電容。
CDE、CTE和CTC的意義很明顯,代表
Vcb
變化時(shí),通過
WB
的變化而引起的qb
(C
)的變化。圖中,與e、b之間的作上述轉(zhuǎn)換,變成c、b之間的,這個(gè)電流正比于
Vcb
,因此是一個(gè)電阻,即r
。
再將c、e之間的改寫成將其中的和。兩個(gè)受
Vbe
控制的電流源可合并為一個(gè)電流源,另一個(gè)受
Vce控制的電流源是一個(gè)電阻。
將c、e之間剩下的改寫成從而分成分別受
Vce
和
Vbe
控制的兩個(gè)電流源,即
于是得到晶體管的高頻小信號(hào)混合π等效電路
電路的簡(jiǎn)化再考慮到基極電阻rbb’
和c、b之間的電容
C
2后得:圖中,
以上等效電路因?yàn)槲窗?/p>
d
與
c
的作用,因此只適用于fT
<<
500
MHz
的一般高頻管。
等效電路中有兩個(gè)r與
C
的并聯(lián)支路,所以若要作進(jìn)一步簡(jiǎn)化,則在不同的頻率范圍內(nèi)有不同的簡(jiǎn)化形式。對(duì)于r、C并聯(lián)支路,當(dāng)頻率較低時(shí)可忽略
C
,當(dāng)頻率較高時(shí)可忽略r。分界頻率
為
將與
代入
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