基于TMS320F2812的光伏發(fā)電逆變系統(tǒng)

1、基于tms320f2812的光伏發(fā)電逆變系統(tǒng)摘要：整個(gè)光伏發(fā)電逆變系統(tǒng)確定采用全橋作為逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)；給出基于雙閉環(huán)控制的系統(tǒng)傳遞函數(shù)，通過(guò)比較選擇單極性混合正弦脈寬調(diào)制作為逆變器的調(diào)制方式；并在saber軟件下驗(yàn)證了整體設(shè)計(jì)方案的可行性。整個(gè)系統(tǒng)的硬件部分包括主電路、驅(qū)動(dòng)電路、采樣調(diào)理電路和保護(hù)電路，以及數(shù)字控制系統(tǒng)的硬件電路?；趖ms320f2812平臺(tái)的逆變器軟件設(shè)計(jì)則包括雙閉環(huán)控制策略的數(shù)字pi實(shí)現(xiàn)以及spwm的數(shù)字生成和adc的軟件校正等。最后的作品測(cè)試結(jié)果表明，逆變器的輸出功率、系統(tǒng)效率、波形thd、負(fù)載調(diào)整率等各項(xiàng)指標(biāo)均滿足要求，系統(tǒng)具有優(yōu)異的穩(wěn)態(tài)性能和動(dòng)態(tài)性能。關(guān)鍵詞：逆變

2、器，dsp，閉環(huán)控制策略，spwm 1 引言該設(shè)計(jì)裝置模擬光伏并網(wǎng)發(fā)電，主要由主電路、控制電路、采樣調(diào)理電路、驅(qū)動(dòng)保護(hù)電路、輔助電源等部分組成。逆變器控制采用混合脈寬調(diào)制（hpwm）方式，很好地降低了開(kāi)關(guān)損耗。系統(tǒng)的數(shù)字處理模塊采用了具有高處理速度、低功耗的芯片tms320f2812。采用pi控制策略進(jìn)行逆變系統(tǒng)的控制，參數(shù)設(shè)置簡(jiǎn)單，易整定。系統(tǒng)能夠?qū)崿F(xiàn)最大功率點(diǎn)的跟蹤，具有欠壓保護(hù)、過(guò)流保護(hù)以及相位跟蹤等功能，并在過(guò)流、欠壓故障排除后能自動(dòng)恢復(fù)正常狀態(tài)。圖2.1并網(wǎng)發(fā)電模擬裝置框圖2 系統(tǒng)指標(biāo) 并網(wǎng)發(fā)電模擬裝置框圖如圖2.1所示1）基本要求（1）具有最大功率點(diǎn)跟蹤（mppt）功能：rs和rl

3、在給定范圍內(nèi)變化時(shí)，使，相對(duì)偏差的絕對(duì)值不大于1%。（2）具有頻率跟蹤功能：當(dāng)fref在給定范圍內(nèi)變化時(shí)，使uf的頻率ff=fref，相對(duì)偏差絕對(duì)值不大于1%。（3）當(dāng)rs=rl=30時(shí)，dc-ac變換器的效率60%。（4）當(dāng)rs=rl=30時(shí)，輸出電壓uo的失真度thd5%。 （5）具有輸入欠壓保護(hù)功能，動(dòng)作電壓ud（th）=（250.5）v。（6）具有輸出過(guò)流保護(hù)功能，動(dòng)作電流io（th）=（1.50.2）a。2）發(fā)揮部分（1）提高dc-ac變換器的效率，使80%（rs=rl=30時(shí)）。（2）降低輸出電壓失真度，使thd1%（rs=rl=30時(shí)）。（3）實(shí)現(xiàn)相位跟蹤功能：當(dāng)fref在給定范

4、圍內(nèi)變化以及加非阻性負(fù)載時(shí)，均能保證uf與uref同相，相位偏差的絕對(duì)值5。（4）過(guò)流、欠壓故障排除后，裝置能自動(dòng)恢復(fù)為正常狀態(tài)。（5）其他。3 系統(tǒng)方案3.1總體介紹針對(duì)系統(tǒng)指標(biāo)要求，本項(xiàng)目設(shè)計(jì)組成見(jiàn)圖3.1所示。逆變器部分包括dsp主控制單元、信號(hào)采樣調(diào)理電路、逆變器主電路、低通濾波器、驅(qū)動(dòng)保護(hù)電路等。逆變器部分的主要功能為：在功率電路方面，前一級(jí)直流電壓輸入經(jīng)過(guò)橋式逆變器成為高頻矩形脈沖形式的交流電壓，再經(jīng)過(guò)后一級(jí)的低通濾波器，成為光滑的50hz正弦交流電輸出.在控制電路方面，采樣電路采樣輸出電壓、電流信號(hào)，并通過(guò)調(diào)理電路，將采樣信號(hào)調(diào)理至數(shù)字控制部分的電平幅值范圍內(nèi)。如系統(tǒng)出現(xiàn)過(guò)載或過(guò)

5、流的情況，則產(chǎn)生保護(hù)信號(hào)，關(guān)閉四路開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)輸出。數(shù)字控制部分主要負(fù)責(zé)運(yùn)算處理環(huán)節(jié)，運(yùn)用合適的算法實(shí)現(xiàn)閉環(huán)控制策略，產(chǎn)生相應(yīng)的控制信號(hào)經(jīng)過(guò)驅(qū)動(dòng)電路，控制全橋電路的開(kāi)關(guān)管，從而實(shí)現(xiàn)整個(gè)逆變器的閉環(huán)控制，使輸出滿足系統(tǒng)設(shè)計(jì)的性能要求。 圖3.1 系統(tǒng)總結(jié)構(gòu)圖3.2逆變器拓補(bǔ)結(jié)構(gòu)選擇逆變器常用拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)主要包括如下幾類(lèi)：1）單相半橋逆變器這種逆變器所用的功率管數(shù)目少，主電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，廣泛應(yīng)用于單相和三相逆變器中，但是也存在如下缺點(diǎn)：n 直流電壓利用率低； n 輸出諧波含量大；n 必須設(shè)置死區(qū)時(shí)間，輸出電壓波形發(fā)生畸變；n 續(xù)流二級(jí)管為功率開(kāi)關(guān)管的體二級(jí)管，性能較差，很難得到優(yōu)化設(shè)計(jì)。2）全橋逆變器全

6、橋式逆變器需要用四個(gè)功率開(kāi)關(guān)管，其特點(diǎn)包括：n 功率開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力為ud，適合用于高壓輸入場(chǎng)合；n 輸出為兩態(tài)+1，1或者三態(tài)+1，0，-1，可分別實(shí)現(xiàn)雙極性和單極性調(diào)制；n 必須設(shè)置死區(qū)時(shí)間，輸出電壓波形會(huì)發(fā)生畸變。半橋電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，但它需要外接正負(fù)直流母線電壓，其幅值超過(guò)輸出電壓最大值的兩倍，器件電壓應(yīng)力大，直流電壓利用率低；橋臂只能輸出+1和-1兩態(tài)電平，工作于雙極性調(diào)制方式，橋臂輸出波形諧波含量大，需要高的開(kāi)關(guān)頻率和大的濾波器。以上幾點(diǎn)也是半橋型逆變器的缺點(diǎn)。全橋電路結(jié)構(gòu)相對(duì)復(fù)雜，但控制靈活，且輸出電壓是半橋電路的兩倍，開(kāi)關(guān)管所承受的電壓、電流應(yīng)力均相對(duì)較低，且控制方式靈活，盡管所用

7、的功率管的數(shù)量較多，但容易進(jìn)行多種組合實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)技術(shù)，因而在各種場(chǎng)合尤其較高功率輸出的情況得到十分廣泛的應(yīng)用。此外全橋逆變電路由于橋臂輸出電壓存在零電壓的續(xù)流狀態(tài)，可實(shí)現(xiàn)倍頻，在較低的開(kāi)關(guān)頻率下，可以獲得更好的諧波控制.3.3逆變系統(tǒng)主控制器選擇隨著逆變器要求的不斷提高，傳統(tǒng)的模擬控制型正弦波逆變器由于其固有的缺點(diǎn)已漸漸不能滿足要求；同時(shí)，隨著各種高性能微處理器的出現(xiàn)，逆變器的全數(shù)字控制已成為現(xiàn)實(shí)。為了能夠?qū)崿F(xiàn)復(fù)雜的控制策略，提高系統(tǒng)抗干擾能力及可靠性，使產(chǎn)品具有優(yōu)良的一致性，方便產(chǎn)品后續(xù)升級(jí)，逆變器采用全數(shù)字的控制方式。為了克服數(shù)字控制方式存在的缺點(diǎn)，在數(shù)字控制處理器的選擇時(shí)充分考慮處理器運(yùn)

8、算處理能力、處理器字長(zhǎng)、a/d采樣精度以及采樣速度、通信接口等諸多因素。綜合以上各方面因素后，逆變器數(shù)字控制的主控制器選用ti公司的數(shù)字信號(hào)處理器tms320f2812。tms320f2812是ti公司推出的32位定點(diǎn)數(shù)字信號(hào)處理器，處理速度可達(dá)150mips。該處理器還集成了128kb的flash存儲(chǔ)器和128位的密碼保護(hù)機(jī)制，大大改善了應(yīng)用的靈活性。片上集成了兩個(gè)強(qiáng)大的事件管理器（ev）模塊，用于產(chǎn)生電機(jī)控制及逆變器控制所需要的pwm信號(hào)，并內(nèi)含死區(qū)發(fā)生器和保護(hù)邏輯；同時(shí)處理器片上還集成了16通道高性能12位adc單元，最高采樣率達(dá)12.5mpsp，提供了兩個(gè)采樣保持電路，可以實(shí)現(xiàn)雙通道信

9、號(hào)同步采樣。同時(shí)具有豐富的通信接口，完全符合逆變器數(shù)字控制的各方面要求。tms320f2812主要有以下特點(diǎn)：n 采用高性能的靜態(tài)cmos技術(shù)，低功耗設(shè)計(jì)，flash編程電壓為3.3v；n 支持jtag邊界掃描接口；n 高性能的32位cpu，16*16位和32*32位的乘法累加操作；16*16位的雙乘法累加器，哈佛總線結(jié)構(gòu)，統(tǒng)一尋址模式和高效的代碼轉(zhuǎn)換功能（支持c/c+和匯編）；n 128k*16位的flash存儲(chǔ)器和最多達(dá)13k*16位的片上sram；n 三個(gè)外部中斷口，外設(shè)中斷擴(kuò)展模塊支持45個(gè)外設(shè)中斷，三個(gè)cpu定時(shí)器；n 128位保護(hù)密碼，可以防止系統(tǒng)固件被盜??；n 12位2*8通道a

10、dc模塊，最快轉(zhuǎn)換周期60ns；n 高達(dá)56個(gè)可配置i/o引腳；n 兩個(gè)強(qiáng)大的事件管理器（eva、evb）；n 豐富的串行外圍設(shè)備，包括spi，sci，ecan，mcbsp等。3.4逆變器控制策略的選擇pid控制以參數(shù)簡(jiǎn)單、易整定等特點(diǎn)得到廣泛的工程應(yīng)用。基于成本和性能兩方面綜合考慮，本課題采用了pid控制策略進(jìn)行逆變系統(tǒng)的控制。逆變器采用pid控制時(shí)，如果只是采樣輸出電壓瞬時(shí)值反饋，其動(dòng)態(tài)性能和帶非線性負(fù)載時(shí)的性能均無(wú)法令人滿意；如果將流經(jīng)輸出濾波電感或輸出濾波電容的電流瞬時(shí)值引入反饋中，其性能將得到較大的改進(jìn)。數(shù)字pi控制策略框圖如圖3.2所示，系統(tǒng)的傳遞函數(shù)如圖3.3所示。外環(huán)采用輸出電

11、壓瞬時(shí)值uof直接反饋，與數(shù)字控制器程序內(nèi)的正弦表參考電壓uref比較，電壓調(diào)節(jié)器采用比例積分（pi）調(diào)節(jié)，內(nèi)環(huán)采用輸出電感電流if的反饋信號(hào)與電壓調(diào)節(jié)器的輸出ig進(jìn)行比較，采用比例（p）調(diào)節(jié)。通過(guò)該雙閉環(huán)控制策略產(chǎn)生的spwm信號(hào)驅(qū)動(dòng)逆變器的全橋電路，經(jīng)輸出濾波器得到正弦交流電輸出。圖3 2 數(shù)字pi系統(tǒng)控制策略框圖圖3.3 數(shù)字pi系統(tǒng)傳遞函數(shù)框圖圖3.3中r為電阻值；c為電容值；l為電感值；ku、ti分別為電壓環(huán)pi調(diào)節(jié)的比例系數(shù)和積分系數(shù)；ki為電流環(huán)的比例系數(shù)；k為spwm控制的比例系數(shù)；kif為電感電流ilf的反饋系數(shù)，kuf為輸出電壓uo的反饋系數(shù)，uref為正弦參考電壓。外特性

12、是衡量逆變器性能的一個(gè)重要指標(biāo)，逆變器的外特性越硬，其輸出電壓受負(fù)載的影響越小，即逆變器從空載到滿載過(guò)程中輸出電壓的變化量越小。面對(duì)雙環(huán)系統(tǒng)的外特性進(jìn)行具體分析。根據(jù)圖3.3的傳遞函數(shù)框圖可得純阻性負(fù)載時(shí)系統(tǒng)的開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)為：（3.1）空載時(shí)系統(tǒng)的閉環(huán)傳遞函數(shù)為：（3.2）純阻性負(fù)載時(shí)系統(tǒng)的閉環(huán)傳遞函數(shù)為：（3.3）根據(jù)勞斯穩(wěn)定判據(jù)，要保證該閉環(huán)控制系統(tǒng)穩(wěn)定，必須滿足：（3.4）同理可得，空載時(shí)要保證系統(tǒng)穩(wěn)定，必須滿足：（3.5）由空載的閉環(huán)傳遞函數(shù)知，系統(tǒng)空載時(shí)的傳遞函數(shù)為：（3.6）同理，系統(tǒng)純阻性負(fù)載時(shí)的傳遞函數(shù)為：（3.7）該系統(tǒng)的靜差為：（3.8）其中：（3.9）根據(jù)以上分析，可以得

13、出在相同的負(fù)載條件下，電流調(diào)節(jié)器比例系數(shù)ki和電壓反饋系數(shù)kuf越大、電壓調(diào)節(jié)器積分常數(shù)ti和電流反饋系數(shù)kif越小，靜差越小，系統(tǒng)外特性越硬。3.5 hpwm技術(shù) 逆變器采用spwm方式，可以有效地抑制諧波，在頻率、效率各方面都有明顯的優(yōu)點(diǎn)，使逆變電路的性能與可靠性有明顯的提高。spwm調(diào)制的工作原理是采用正弦控制信號(hào)m與高頻三角波載波c相交截，產(chǎn)生正弦脈寬調(diào)制信號(hào)，再經(jīng)過(guò)邏輯變換、功率放大等，得到功率管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，控制功率管的開(kāi)通與關(guān)斷，從而在逆變器的輸出端得到正弦調(diào)制輸出。由于三角載波的頻率通常較高，理論上其輸出電壓波形的諧波頻率主要集中在較高的頻段上，所以經(jīng)過(guò)一級(jí)低通濾波器就可以得到較

14、為理想的正弦波輸出電壓。這也是正弦脈寬調(diào)制技術(shù)得到廣泛應(yīng)用的原因之一。根據(jù)每發(fā)生一次開(kāi)關(guān)時(shí)輸出電壓的脈沖極性變化情況，正弦脈寬調(diào)制可以分為雙極性調(diào)制（bipolar pwm）方式和單極性調(diào)制（unipolar pwm）方式。（1）雙極性調(diào)制方式雙極性調(diào)制時(shí)，逆變?nèi)珮螂娐返膶?duì)角功率管（s1/s4，s2/s3）同時(shí)開(kāi)通和關(guān)斷，兩組互補(bǔ)導(dǎo)通，所有功率管均為高頻開(kāi)關(guān)。如圖3.4所示，每發(fā)生一次開(kāi)關(guān)，逆變橋的輸出電壓uab為正輸入電壓或負(fù)輸入電壓，從而在輸出電壓的半個(gè)周期內(nèi)，uab在+ud和-ud電平之間切換，即+1/-1（或-1/+1）切換方式，整個(gè)輸出電壓周期內(nèi)得到兩態(tài)的輸出電壓波形。圖3.4 雙極

15、性spwm生成機(jī)制圖3. 5 單極性spwm生成機(jī)制（2）單極性調(diào)制方式傳統(tǒng)的單極性調(diào)制方式原理如圖3.5所示，逆變橋的兩個(gè)橋臂分別通過(guò)三角載波c與正負(fù)正弦調(diào)制信號(hào)（m、-m）相交截分開(kāi)調(diào)制，當(dāng)對(duì)角功率管開(kāi)通時(shí)（s1/s4或s2/s3），逆變橋輸出uab為+ud或-ud；當(dāng)橋臂上部?jī)芍还β使埽╯1、s2）或下部?jī)芍还β使荛_(kāi)通時(shí)，逆變橋的輸出uab為零。這樣，每發(fā)生一次開(kāi)關(guān)，輸出電壓uab在0與+ud或0與-ud之間變化，從而在輸出電壓的半個(gè)周期內(nèi)，uab為+ud和0或-ud和0，即+1/0（0/+1）或-1/0（0/-1）切換方式，整個(gè)輸出電壓周期內(nèi)所得到三態(tài)的輸出電壓波形。在傳統(tǒng)的單極性調(diào)制

16、方式中，所有的功率管仍為高頻開(kāi)關(guān)。與雙極性調(diào)制相比，其開(kāi)關(guān)頻率在“實(shí)效上”增加一倍，同時(shí)，每次開(kāi)關(guān)輸出電壓的變化從前者的2ud降低到ud，其輸出電壓波形的諧波頻譜會(huì)有所改善。分析上述的兩種調(diào)制方式可知，在這兩種調(diào)制方式下，逆變器的功率管均以較高的開(kāi)關(guān)頻率工作，盡管得到了較理想的輸出正弦電壓波形，但其代價(jià)是產(chǎn)生了較大的開(kāi)關(guān)損耗。開(kāi)關(guān)頻率越高，波形越理想，但損耗越大，二者相互矛盾。因此，設(shè)想一種能將兩者很好結(jié)合的調(diào)制方案，既得到高質(zhì)量的較為理想的正弦輸出波形，又不增加開(kāi)關(guān)的損耗?；旌蠁螛O性spwm調(diào)制技術(shù)（hybird pwm, hpwm）即可以滿足該要求。就其實(shí)質(zhì)來(lái)說(shuō)，hpwm仍屬于單極性調(diào)制方

17、式，逆變橋輸出端得到的是三態(tài)輸出電壓波形，但由于工作時(shí)總是一個(gè)橋臂的兩只功率管工作在高頻，而另一個(gè)橋臂的兩只功率管工作在低頻，因而稱(chēng)其為混合pwm方式。兩只功率管以較高的開(kāi)關(guān)頻率互補(bǔ)開(kāi)關(guān)，保證可以得到理想的正弦輸出電壓波形；另外兩只功率管以較低的輸出電壓基波頻率工作，很大程度的減小了開(kāi)關(guān)損耗。本設(shè)計(jì)的逆變器選用hpwm調(diào)制方式，不同的是：并不是固定其中一個(gè)橋臂始終為低頻（輸出基頻），另一個(gè)橋臂始終為高頻（載波頻率），而是每半個(gè)輸出電壓周期切換工作，即同一個(gè)橋臂在前半個(gè)周期工作在低頻，而下個(gè)半周則工作在高頻，這樣可以使兩個(gè)橋臂的功率管工作狀態(tài)均衡，可使全橋的四個(gè)功率管使用壽命均衡，有利于增加系統(tǒng)

18、的可靠性。hpwm方式的工作過(guò)程為：在輸出電壓的正半周，s2/s4橋臂低頻互補(bǔ)，s4常通，s2關(guān)斷；s1/s3橋臂高頻脈寬調(diào)制，互補(bǔ)開(kāi)關(guān)。而在輸出電壓的負(fù)半周內(nèi)，兩橋臂的工作狀態(tài)互換，即s1/s3橋臂低頻互補(bǔ)，s3常通，s1關(guān)斷，s2/s4橋臂高頻脈寬調(diào)制，互補(bǔ)開(kāi)關(guān)。對(duì)于每個(gè)橋臂而言，每半個(gè)輸出電壓的周期切換一次，交替處于高低頻工作狀態(tài)，兩橋臂工作狀態(tài)均衡，且對(duì)于輸出電壓的正負(fù)半周對(duì)稱(chēng)。逆變橋的兩個(gè)橋臂分別通過(guò)三角載波c與關(guān)于零電平對(duì)稱(chēng)的正弦調(diào)制信號(hào)（m、-m）相交截分開(kāi)調(diào)制。四只功率管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)及逆變橋輸出如圖3.6所示。圖3. 6 hpwm生成機(jī)制4 硬件電路設(shè)計(jì)4.1 采樣調(diào)理電路設(shè)計(jì)為

19、了實(shí)現(xiàn)閉環(huán)控制，必須對(duì)系統(tǒng)各部分運(yùn)行參數(shù)進(jìn)行全面的檢測(cè)，對(duì)各種信號(hào)進(jìn)行及時(shí)的采樣。光伏發(fā)電系統(tǒng)逆變器的運(yùn)行信號(hào)包括逆變器輸出電壓有效值、輸出電壓頻率、輸出電感電流以及直流母線輸入電壓等。采樣、調(diào)理電路必須對(duì)這些信號(hào)進(jìn)行有效的預(yù)處理，使之符合數(shù)字控制部分的輸入幅值要求，以方便數(shù)字控制部分根據(jù)相應(yīng)的反饋信號(hào)，采用合適的算法實(shí)現(xiàn)有效的閉環(huán)控制。1）電壓、電流信號(hào)采樣n 電壓信號(hào)采樣：對(duì)電壓量的采樣選用電壓傳感器lv28-p，它的原邊與副邊是絕緣的，額定測(cè)量電壓為500v，原邊額定電流為10ma，原、副邊轉(zhuǎn)換率為2500：1000，具有出色的精度和線性度、抗外界干擾能力強(qiáng)、溫漂低、共模抑制比強(qiáng)、反應(yīng)時(shí)

20、間快、頻帶寬等特點(diǎn)，非常適用于逆變電源系統(tǒng)。電壓采樣電路如圖4.1所示。n 電流信號(hào)采樣：對(duì)電流量的采樣選用霍爾電流傳感器hnc-100la。它是應(yīng)用霍爾效應(yīng)原理的新一代電流傳感器，能在電隔離條件下測(cè)量直流、交流、脈沖以及各種不規(guī)則波形的電流。它的額定測(cè)量電流達(dá)100a，原副邊匝數(shù)比為1：2000。具有高精度、高線性度、低溫漂、抗干擾能力強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)，廣泛的應(yīng)用于逆變器系統(tǒng)中。電流采樣電路如圖4.2所示。2） 電壓、電流信號(hào)調(diào)理逆變器的數(shù)字控制部分選用ti公司的數(shù)字信號(hào)處理器tms320f2812，該處理器內(nèi)部集成的a/d轉(zhuǎn)換器允許輸入電壓范圍是03 v，因此必須要先對(duì)采樣信號(hào)進(jìn)行調(diào)理才能輸入到處

21、理器的a/d采樣單元。圖4.1 lv28-p的電壓采樣電路圖4.2 hnc-100la的電流采樣電路n 電壓、電流信號(hào)調(diào)理：電壓信號(hào)調(diào)理電路如圖4.3所示。輸出電壓經(jīng)過(guò)電壓lem采樣后，輸出幅值范圍為-15v+15v，經(jīng)第一級(jí)運(yùn)放，信號(hào)幅值范圍縮小10倍，變?yōu)?1.5v+1.5v。再經(jīng)第二級(jí)運(yùn)放的加法運(yùn)算，使信號(hào)整體抬升1.5v，幅值范圍變?yōu)?3v，進(jìn)入tms320f2812的a/d采樣引腳。輸入電壓的調(diào)理電路以及輸出電感電流的調(diào)理電路與之類(lèi)似。n 輸出電壓頻率捕獲：根據(jù)指標(biāo)要求，輸出交流電壓信號(hào)必須為標(biāo)準(zhǔn)的50hz正弦信號(hào)，因此需要采樣輸出電壓的頻率，以便有效地監(jiān)控輸出電壓頻率。頻率捕獲電路

22、如圖4.4所示。前一級(jí)運(yùn)放對(duì)采樣信號(hào)進(jìn)行衰減，衰減后的信號(hào)通過(guò)后一級(jí)的過(guò)零比較器，得到相應(yīng)的頻率捕獲信號(hào)，并將信號(hào)送入tms320f2812的捕獲引腳。圖4.3 信號(hào)調(diào)理電路圖4.4 輸出電壓頻率捕獲電路4.2驅(qū)動(dòng)保護(hù)電路設(shè)計(jì)1）驅(qū)動(dòng)電路驅(qū)動(dòng)電路的作用是將控制電路輸出的pwm脈沖放大到足以驅(qū)動(dòng)功率管，所以單從原理上來(lái)說(shuō)，驅(qū)動(dòng)電路主要起開(kāi)關(guān)功率放大作用，即脈沖放大器。同時(shí)驅(qū)動(dòng)電路還用來(lái)解決控制電路與主電路之間的隔離。一般采用光電耦合器來(lái)實(shí)現(xiàn)隔離。本文采用光耦芯片hcpl3120a進(jìn)行隔離，它除具有電氣隔離的功能外，內(nèi)部還帶有圖騰柱驅(qū)動(dòng)電路，最小峰值驅(qū)動(dòng)電流達(dá)2a，能夠直接實(shí)現(xiàn)隔離驅(qū)動(dòng)。驅(qū)動(dòng)電路原

23、理圖如圖4.5所示。由于穩(wěn)壓二極管1n4733（d11）及電容（c38、c39）的穩(wěn)壓作用， driver11-的電平始終保持為+5v，當(dāng)光耦的輸入端driver1為高電平時(shí)，driver11電平值約為20v，此時(shí)加到開(kāi)關(guān)管的電壓為20v-5v=15v，可以使igbt有效的開(kāi)通，當(dāng)光耦的輸入端driver1為低電平時(shí)，driver11為0v，此時(shí)加到開(kāi)關(guān)管的電壓為0-5v=-5v，為開(kāi)關(guān)管提供負(fù)電壓，使之有效關(guān)斷。全橋逆變器的四個(gè)igbt均采用如下圖所示的驅(qū)動(dòng)電路，實(shí)現(xiàn)相互隔離的四路igbt驅(qū)動(dòng)信號(hào)輸出。圖4.5驅(qū)動(dòng)電路2）硬件保護(hù)電路硬件保護(hù)電路是交直流電源的重要組成部分，本逆變器系統(tǒng)主要由

24、輸入過(guò)壓保護(hù)、輸出過(guò)流保護(hù)組成。其基本原理類(lèi)似，都是通過(guò)上述的采樣電路采樣相應(yīng)的信號(hào)量，在進(jìn)行幅值上的衰減后與設(shè)定的閾值比較，超過(guò)此電壓閾值就保護(hù)。具體電路如圖4.6及圖4.7所示，前一級(jí)對(duì)信號(hào)進(jìn)行衰減，然后通過(guò)二極管峰值檢波電路，取得信號(hào)的峰值，與相應(yīng)的閾值比較，產(chǎn)生保護(hù)信號(hào)。為了使系統(tǒng)安全運(yùn)行，產(chǎn)生保護(hù)信號(hào)后，應(yīng)立即鎖存該信號(hào)，同時(shí)關(guān)斷全橋逆變器的四個(gè)igbt管，保護(hù)信號(hào)鎖存電路如圖4.8所示。產(chǎn)生最終保護(hù)鎖存信號(hào)，通過(guò)邏輯門(mén)，關(guān)閉上述驅(qū)動(dòng)電路的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，從而使全橋逆變器的四個(gè)igbt有效關(guān)斷。圖4.6 輸出電流保護(hù)電路圖4.7輸入電壓保護(hù)電路圖4.8 保護(hù)信號(hào)鎖存電路4.3 數(shù)字控制部分

25、硬件電路設(shè)計(jì)數(shù)字控制部分是逆變器的核心，是實(shí)現(xiàn)逆變器控制策略的關(guān)鍵裝置。為了實(shí)現(xiàn)上述章節(jié)對(duì)太陽(yáng)能光伏發(fā)電逆變控制策略的復(fù)雜算法，我們采用最高運(yùn)行速度達(dá)150mips的具有強(qiáng)大運(yùn)算能力的數(shù)字信號(hào)處理器tms320f2812作為主控制芯片，設(shè)計(jì)了一套基于數(shù)字控制技術(shù)的太陽(yáng)能光伏發(fā)電逆變控制器。其工作原理可概括為：采樣輸出電壓量，電感電流量，根據(jù)該采樣值進(jìn)行雙閉環(huán)控制的pid策略，計(jì)算并輸出四路spwm信號(hào)，通過(guò)驅(qū)動(dòng)電路驅(qū)動(dòng)igbt的開(kāi)通與關(guān)斷，實(shí)現(xiàn)逆變控制功能。同時(shí)系統(tǒng)還具備與數(shù)據(jù)通信功能。以下將詳細(xì)介紹數(shù)字控制部分的硬件電路設(shè)計(jì)。本課題的逆變器控制器的數(shù)字部分框圖如圖4.9所示。系統(tǒng)包括了電源電

26、路、jtag調(diào)試接口電路、時(shí)鐘電路、復(fù)位電路、a/d采樣前端電路、pwm輸出電路、sci通信接口電路、spi通信接口電路、sram電路等。以下將詳細(xì)介紹各部分硬件電路的設(shè)計(jì)。圖4.9 逆變器控制器的數(shù)字部分框圖1）時(shí)鐘及電源電路為了給tms320f2812提供精確而且穩(wěn)定的時(shí)鐘，減少由于外界環(huán)境的影響而造成的晶振不穩(wěn)定，本設(shè)計(jì)采用30m有源晶振作為外部時(shí)鐘。外部時(shí)鐘經(jīng)過(guò)tms320f2812內(nèi)部振蕩電路產(chǎn)生諧振后經(jīng)過(guò)pll鎖相環(huán)的倍頻和分頻后為處理器內(nèi)核和所有片上外設(shè)提供運(yùn)行時(shí)鐘。tms320f2812總共需要三種類(lèi)型的電源，分別為：+3.3v，+3.3va，+1.8v（1.8v只能使主頻達(dá)到

27、135m，當(dāng)主頻達(dá)150m時(shí)，需要1.9v）及兩種類(lèi)型的地：agnd，dgnd。ti公司的電源管理芯片tps70351為ti公司的 dsp提供完整的單芯片電源管理，能提供雙電壓輸出，同時(shí)可以通過(guò)引腳電平確定雙電壓輸出的先后次序，而且還可以為dsp提供有效的復(fù)位信號(hào)。本設(shè)計(jì)采用該芯片為系統(tǒng)提供有效的電源管理，其電路如圖4.10所示。tms320f2812要求+3.3v和+1.8v有上電順序，必須是i/o先上電，然后再上電芯片內(nèi)核。這樣可以在內(nèi)核啟動(dòng)前確定i/o的狀態(tài)，以便啟動(dòng)時(shí)根據(jù)gpio的狀態(tài)跳到相應(yīng)的地方執(zhí)行相應(yīng)的代碼。因此應(yīng)該將tps70351的seq引腳置零。為了節(jié)省成本考慮，本系統(tǒng)中將

28、+3.3v和+3.3va及agnd和dgnd通過(guò)磁珠相連。圖4.10 控制器的電源電路2）jtag調(diào)試接口所有的ti公司f28xx系列dsp均采用ieee1149.1-1990jtag標(biāo)準(zhǔn)，由五根標(biāo)準(zhǔn)jtag信號(hào)線（ntrst，tck，tms，tdi，tdo）及兩根ti公司自定義的擴(kuò)展調(diào)試信號(hào)線（emu0，emu1）組成。其設(shè)計(jì)電路圖4.11所示。圖4.11 jtag電路其中tdo，emu0，emu1的驅(qū)動(dòng)電流為8ma。ntrst引腳內(nèi)部下拉，當(dāng)拉高時(shí)，可以進(jìn)行硬件仿真。由于內(nèi)部下拉較弱，在惡劣的環(huán)境下，易受到干擾而無(wú)法進(jìn)入硬件仿真模式，因此應(yīng)該在硬件設(shè)計(jì)時(shí)外加2.2k的下拉電阻，以保證硬件仿

29、真能夠正常的進(jìn)行。與ntrst類(lèi)似，emu0，emu1應(yīng)該加上拉電阻，阻值選擇范圍為2.2k-4.7k之間，同時(shí)在這幾根重要的信號(hào)線加旁路電容，以減少噪聲干擾。3）adc模塊電路設(shè)計(jì)tms320f2812內(nèi)部的 adc模塊是一個(gè)12位帶流水線的模數(shù)轉(zhuǎn)換器，模數(shù)轉(zhuǎn)換單元的模擬電路包括前向模擬多路復(fù)用開(kāi)關(guān)（muxs）、采樣/保持（s/h）電路、a/d變換內(nèi)核、電壓參考以及其他模擬輔助電路。模數(shù)轉(zhuǎn)換單元的數(shù)字電路包括可編程轉(zhuǎn)換序列器、結(jié)果寄存器、與模擬電路的接口、與芯片外設(shè)總線的接口以及其他片上模塊的接口。adc模塊接線如圖4.12所示。adc模塊在電路連接時(shí)主要考慮以下幾點(diǎn)：n 輸入的模擬電壓相對(duì)

30、于adclo引腳的電平應(yīng)該在0-3v范圍內(nèi)，本設(shè)計(jì)把a(bǔ)dclo引腳連接到電路板的“模擬地”，這樣，輸入模擬電壓范圍就限制在0-3v；n adcresext引腳的接地電阻值若為20k，則adc的時(shí)鐘頻率可配置在1-18.75mhz；若為24.9k，則時(shí)鐘頻率可配置在18.75-25mhz，本文選用后者；n adcrefp和adcrefm為adc的參考電壓，可選擇外部或內(nèi)部參考電壓。若選為外部參考電壓，要求adcrefp輸入為2v（誤差1%），adcrefm輸入電壓為1v（誤差1%）。本文接法是內(nèi)部參考基準(zhǔn)接法。實(shí)驗(yàn)證明，在外部參考比較精確的情況下，外部參考接法能使采樣的結(jié)果更為準(zhǔn)確，但由于需要額

31、外的電路來(lái)產(chǎn)生兩路參考電壓，本文采用誤差修正法來(lái)保證adc采樣的精確度；圖4.12 adc模塊接接電路圖圖4.13 adc輸入通道電路圖4.14 ev模塊的pwm輸出電路n 本課題中，待采集模擬量均經(jīng)過(guò)高精度運(yùn)放后輸入到adc，運(yùn)放的高輸入、低輸出電阻能有效減少級(jí)間影響，提高采樣性能；n 在放大器和輸入模擬通道之間增加二極管箝位電路，避免采樣尖峰對(duì)adc模塊的破壞。如圖4.13所示。同時(shí)，在模擬輸入通道之前加入rc低通濾波器，以濾除信號(hào)中夾雜的高頻噪聲。4）ev模塊電路設(shè)計(jì)ev模塊兩個(gè)事件管理器模塊（eva和evb）組成，每個(gè)模塊包括以下功能：n 兩個(gè)16位通用定時(shí)器，是數(shù)字控制所必須的基本單

32、元，主要有兩個(gè)功能：一是作為常規(guī)的定時(shí)/計(jì)數(shù)器使用，二是為pwm模塊、捕獲單元等提供合適的時(shí)基。每個(gè)定時(shí)器各帶一個(gè)比較邏輯單元，可輸出兩對(duì)不包含死區(qū)單元的pwm脈沖。n 三個(gè)比較器，可輸出3對(duì)獨(dú)立的pwm脈沖，并可以控制死區(qū)時(shí)間。兩個(gè)時(shí)間管理器模塊可以輸出12路pwm脈沖，可通過(guò)外部引腳低電平快速封鎖pwm脈沖信號(hào)輸出，實(shí)現(xiàn)故障、過(guò)欠壓等保護(hù)功能。n 三個(gè)捕獲單元，用以捕獲事先規(guī)定好的事件之間的時(shí)間差，通過(guò)軟件設(shè)置規(guī)定其上升沿或下降沿出發(fā)，可以用來(lái)檢測(cè)系統(tǒng)輸出電壓頻率，進(jìn)行過(guò)、欠頻保護(hù)。n 兩個(gè)正交編碼脈沖單元，可直接連接光電編碼器電路，實(shí)現(xiàn)鑒相和倍頻功能，該功能模塊在電機(jī)調(diào)速系統(tǒng)中得到廣泛應(yīng)

33、用。ev模擬的電路圖如圖4.14所示。tms320f2812的pwm輸出范圍為0+3.3v，且驅(qū)動(dòng)能力有限，必須加緩沖電路加大它的驅(qū)動(dòng)能力，本課題使用74hc245作為緩沖電路，同時(shí)在tms320f2812輸出端加下拉電阻，以確保系統(tǒng)在復(fù)位時(shí)驅(qū)動(dòng)輸出為低電平，防止意外的發(fā)生。5） sram設(shè)計(jì)進(jìn)行在線調(diào)試時(shí)一般將代碼下載到tms320f2812的內(nèi)部sram里運(yùn)行，但tms320f2812的內(nèi)部sram只有36kb，為了保證在線調(diào)試的順利進(jìn)行，本系統(tǒng)外擴(kuò)了256k*16bit的sram：is61lv25616，通過(guò)總線的形式將使它與tms320f2812相連，同時(shí)由tms320f2812的zo

34、ne6/7的片選信號(hào)線nxzcs6and7進(jìn)行片選。這樣可以在調(diào)試階段將代碼下載到sram里運(yùn)行，以免出現(xiàn)內(nèi)部sram不夠大影響調(diào)試進(jìn)行的問(wèn)題，也可以避免頻繁燒寫(xiě)flash而對(duì)芯片壽命造成的影響。同時(shí)在脫機(jī)運(yùn)行情況下，也可以增加數(shù)據(jù)處理能力。電路圖如圖4.15所示：圖4.15 sram 電路4.4 輸出低通濾波器電路設(shè)計(jì)逆變器輸出低通濾波器用來(lái)濾除逆變器全橋輸出spwm波中的諧波分量。濾波參數(shù)的選擇必須適當(dāng)。濾波時(shí)間常數(shù)越大，不僅造成濾波電路的體積和重量過(guò)大，而且濾波電路引起的相位滯后也越大，采用閉環(huán)電壓反饋控制時(shí)，整個(gè)系統(tǒng)的穩(wěn)定性就越差。反之，濾波參數(shù)選得過(guò)小，系統(tǒng)中的高頻分量便得不到很好的

35、抑制，輸出電壓不能滿足波形失真度的要求。因此，選擇濾波器參數(shù)時(shí)要綜合考慮這兩方面的因素。本課題的輸出低通濾波器設(shè)計(jì)應(yīng)該滿足以下要求：n 滿足系統(tǒng)要求的輸出波形失真度指標(biāo)；n 減小系統(tǒng)的無(wú)功電流容量，避免由于逆變器功率管的通態(tài)損耗增加，而降低整機(jī)的效率；n 減小逆變器的輸出阻抗，提高輸出電壓的精度；n 限制負(fù)載短路時(shí)的電流上升率；n 盡量提高濾波器的諧振頻率，使濾波器的體積、重量較小。本設(shè)計(jì)中輸出交流電壓的頻率為為50hz，逆變器的開(kāi)關(guān)頻率為25khz，濾波器的轉(zhuǎn)折頻率一般取為(510) ，輸出濾波電容用來(lái)濾除輸出電壓的高次諧波。為了減少輸出功率的無(wú)功分量，一般選取0.2為宜，其中為滿載時(shí)的輸出

36、電流。 因此濾波電容值應(yīng)滿足下式：由上式計(jì)算可得，輸出低通濾波器的電容值取小于90uf。輸出濾波電感的選取由上述分析的濾波器的轉(zhuǎn)折頻率為基波頻率510倍，并在確定輸出濾波電容的基礎(chǔ)上，可以選擇輸出濾波電感l(wèi)f的值：其中，n代表轉(zhuǎn)折頻率的倍數(shù)，一般取510。這里取n=10，綜合電感體積等因素，確定電感值約為2mh。 經(jīng)saber仿真和調(diào)試最終確定該輸出低通濾波器的電容值為40uf，電感值為300uh。4.5 硬件抗干擾設(shè)計(jì)本系統(tǒng)的光伏發(fā)電系統(tǒng)逆變器中，強(qiáng)電信號(hào)與弱電信號(hào)共存，模擬電路與數(shù)字電路共存，因此各種信號(hào)間的電磁干擾不可避免。此外，系統(tǒng)電源不穩(wěn)定，接地系統(tǒng)不完善，系統(tǒng)布線不合理等也會(huì)引起干

37、擾。因此必須對(duì)硬件電路采用如下的抗干擾措施：n jtag、sram等在布局時(shí)應(yīng)靠近dsc芯片，使關(guān)鍵信號(hào)線、數(shù)據(jù)線及地址線長(zhǎng)短盡量一致。對(duì)于可能產(chǎn)生中斷請(qǐng)求而系統(tǒng)未使用的引腳，均由上拉電阻上拉至高電平，并在軟件編程時(shí)屏蔽該中斷；n 數(shù)字控制器采用四層板設(shè)計(jì)，增加電源層及地層，可有效減少環(huán)路面積及縮小控制板體積； n 在系統(tǒng)所用芯片的電源處都并聯(lián)適當(dāng)?shù)呐月冯娙?，確保各個(gè)芯片安全穩(wěn)定的工作；n 數(shù)字電路與模擬電路分開(kāi)布置，獨(dú)立布線后單點(diǎn)連接電源和地，避免數(shù)字電路與模擬電路之間的相互干擾；n 采樣電路與控制器的距離盡可能短，弱電信號(hào)在布線時(shí)遠(yuǎn)離強(qiáng)電信號(hào)，減少信號(hào)傳送過(guò)程中的干擾，采樣電路前端加低通濾

38、波器，濾除高頻干擾。5 系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)5.1 逆變器系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)軟件設(shè)計(jì)是數(shù)字控制系統(tǒng)的核心部分，所有的控制策略都是通過(guò)軟件算法來(lái)實(shí)現(xiàn)的，本文中的軟件主要完成pi控制策略的實(shí)現(xiàn)，主要包括采樣輸出電壓、與參考值作比較、誤差的pi調(diào)節(jié)，與三角波交截，spwm脈沖的產(chǎn)生等幾部分。系統(tǒng)的程序主要包括主程序和中斷服務(wù)程序，在程序開(kāi)始時(shí)，執(zhí)行一次初始化模塊，然后每次定時(shí)周期上溢中斷時(shí)，在中斷服務(wù)程序中調(diào)用運(yùn)行模塊，實(shí)現(xiàn)逆變控制策略。主程序的初始化模塊中對(duì)tms320f2812各種模塊及其周?chē)嚓P(guān)硬件進(jìn)行初始化，以保證它們能正常工作。主要包括以下幾個(gè)方面：n 系統(tǒng)時(shí)鐘初始化：使tms320f2812內(nèi)部倍頻到

39、最高速即150mhz。n 程序拷貝：由于程序是寫(xiě)入到tms320f2812的flash中的，而在flash中運(yùn)行程序的速度只能達(dá)到100mips，因此需要在處理器上電時(shí)，就將程序從flash中拷貝到內(nèi)部ram中，以使程序運(yùn)行的速度達(dá)到150mips。n i/o口設(shè)置：確定cpu的復(fù)用i/o引腳工作在何種模式下。n 中斷向量初始化：打開(kāi)指定模塊（eva）的中斷功能。n adc模塊的初始化：對(duì)adc模塊的采樣時(shí)鐘，采樣方式進(jìn)行相應(yīng)的初始化設(shè)置。n eva模塊的初始化：對(duì)eva模塊的各寄存器進(jìn)行初始化，設(shè)置eva的中斷周期，軟件死區(qū)時(shí)間等。n 系統(tǒng)的總中斷設(shè)置。中斷服務(wù)程序的主要功能包括采樣輸出電壓

40、、與參考值作比較、誤差的pi調(diào)節(jié)、與三角波交截，產(chǎn)生spwm脈沖等，其流程圖如圖5.1所示。它調(diào)用了多個(gè)數(shù)據(jù)處理模塊，這些模塊為控制系統(tǒng)提供控制指令，計(jì)算反饋數(shù)據(jù)，監(jiān)視系統(tǒng)狀態(tài)，并實(shí)現(xiàn)控制算法。由上述功能的劃分可以確定以下子程序模塊：n 正弦指令生成模塊，生成50hz的電壓信號(hào)；n a/d數(shù)據(jù)處理模塊，讀取a/d轉(zhuǎn)換的結(jié)果值，并將采樣標(biāo)志位置位，以通知主循環(huán)將新的采樣值通過(guò)串口發(fā)送至擴(kuò)展部分處理器中。n 閉環(huán)控制模塊，利用前兩個(gè)模塊得到的指令與反饋數(shù)據(jù)，實(shí)現(xiàn)pi控制算法，該模塊為本系統(tǒng)軟件的核心部分。、由于逆變器控制策略是通過(guò)中斷服務(wù)程序?qū)崿F(xiàn)的，系統(tǒng)對(duì)中斷服務(wù)程序的執(zhí)行時(shí)間有嚴(yán)格的要求，因此為

41、了縮短中斷服務(wù)程序的執(zhí)行時(shí)間，與擴(kuò)展功能處理器的串行通信是由主程序輪循采樣標(biāo)志位以實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)發(fā)送的。完成初始化程序后，程序循環(huán)查詢(xún)采樣標(biāo)志位是否置位，以確定是否有新的采樣值，如果采樣值已更新，則調(diào)用串口發(fā)送程序?qū)⒏髀凡蓸又蛋l(fā)送到處理器中。圖5.1 逆變器軟件流程圖其中pi運(yùn)算模塊包括電壓外環(huán)pi調(diào)節(jié)以及電流內(nèi)環(huán)p調(diào)節(jié)兩部分。其框圖如圖5.2所示。 圖5.2 逆變器軟件流程圖5.2 數(shù)字pi控制實(shí)現(xiàn) 設(shè)計(jì)中采用數(shù)字pi調(diào)節(jié)器進(jìn)行同頻同相的跟蹤控制。它是一種線性控制器，它根據(jù)給定值r(t)與實(shí)際輸出值c(t)構(gòu)成控制偏差：將偏差的比例（p）和積分（i）通過(guò)線性組合構(gòu)成控制量，對(duì)被控對(duì)象（頻率或者相位

42、）進(jìn)行控制，其控制規(guī)律為：其中u(t)為pi控制器的輸出，e(t)為pi調(diào)節(jié)器的輸入，kp為比例系數(shù)，ti為積分時(shí)間常數(shù)。簡(jiǎn)單說(shuō)來(lái)，pi控制器各校正環(huán)節(jié)的作用如下：n 比例環(huán)節(jié)：即成比例的反映控制系統(tǒng)的偏差信號(hào)e(t)，偏差一旦產(chǎn)生，控制器立即產(chǎn)生控制作用，以減少偏差。通常隨著kp值的加大，閉環(huán)系統(tǒng)的超調(diào)量加大，系統(tǒng)響應(yīng)速度加快，但是當(dāng)kp增加到一定程度，系統(tǒng)會(huì)變得不穩(wěn)定。n 積分環(huán)節(jié)：主要用于消除靜差，提高系統(tǒng)的無(wú)差度。積分作用的強(qiáng)弱取決于積分常數(shù)ti，ti越大，積分作用越弱，反之越強(qiáng)。通常在kp不變的情況下，ti越大，即積分作用越弱，閉環(huán)系統(tǒng)的超調(diào)量越小，系統(tǒng)的響應(yīng)速度變慢。5.3 mpp

43、t算法實(shí)現(xiàn) 實(shí)現(xiàn)最大功率點(diǎn)跟蹤（mppt）功能，使得逆變器輸入端的輸入電阻等于穩(wěn)壓電源的內(nèi)阻，即dc-ac輸入端電壓ud與直流穩(wěn)壓源us存在如下關(guān)系：本設(shè)計(jì)采用擾動(dòng)觀察法實(shí)現(xiàn)mppt，算法流程如圖5.3，up（k)、ip(k)、p(k)分別為第k次采樣的太陽(yáng)能電池輸出電壓、電流功率，為兩次采樣的功率差，為產(chǎn)生的電壓擾動(dòng)量。圖5.3 擾動(dòng)觀察法實(shí)現(xiàn)mppt流程圖圖5.4對(duì)稱(chēng)pwm波的發(fā)生原理5.4 spwm的dsp生成機(jī)制1）對(duì)稱(chēng)pwm的dsc生成定時(shí)器從0開(kāi)始遞增計(jì)數(shù)到周期txpr，接著從txpr遞減計(jì)數(shù)到0，然后開(kāi)始下一個(gè)新的周期。對(duì)于輸出高電平有效的那一路pwm輸出口，當(dāng)計(jì)數(shù)值上升到比較值

44、cmprx時(shí)，輸出高電平；當(dāng)計(jì)數(shù)值下降到比較值cmprx時(shí)，則輸出低電平；輸出低電平有效的那一路pwm輸出口與之互補(bǔ)。對(duì)稱(chēng)pwm波的發(fā)生原理如圖5.4所示。為了避免出現(xiàn)逆變橋同一橋臂的上下管同時(shí)導(dǎo)通的情況，兩路互補(bǔ)的pwm信號(hào)必須設(shè)置死區(qū)。死區(qū)可以通過(guò)外部模擬電路實(shí)現(xiàn)，也可以由tms320f2812內(nèi)部的死區(qū)發(fā)生模塊設(shè)定。通過(guò)設(shè)定死區(qū)時(shí)間寄存器，可以實(shí)現(xiàn)為逆變器上下臂增加死區(qū)時(shí)間的功能。它實(shí)際上是讓每一路pwm的上升沿時(shí)刻延遲一個(gè)死區(qū)時(shí)間。必須指出的是：tms320f2812的eva模塊中的比較方式控制寄存器actr決定了其輸出引腳pwmx（x = 1，2，3，4，5，6）的性質(zhì)，這六個(gè)引腳中

45、的1，3，5分別與2，4，6共享一個(gè)比較寄存器cmprx（x = 1，2，3），所以一共可以產(chǎn)生三對(duì)互補(bǔ)的pwm信號(hào)。死區(qū)有效的前提是其中的1，3，5引腳被設(shè)置為高有效，對(duì)應(yīng)的2，4，6引腳被設(shè)置為低有效。否則死區(qū)的設(shè)置非但不能起到應(yīng)有的保護(hù)作用，而且會(huì)使一對(duì)本應(yīng)互補(bǔ)的pwm信號(hào)發(fā)生重疊。圖5.5 spwm的模擬實(shí)現(xiàn)方法2）spwm的dsc生成 圖5.6 全比較單元框圖在模擬電路中，spwm的實(shí)現(xiàn)如圖5.5所示。在spwm電路中把振蕩器產(chǎn)生的高頻載波（三角波）和基準(zhǔn)正弦信號(hào)分別送入比較器的同向端和反向端，經(jīng)比較器輸出的波形即為spwm波。根據(jù)數(shù)字pwm的發(fā)生原理，要實(shí)現(xiàn)數(shù)字spwm控制比較容易

46、。在tms320f2812中，四路spwm的產(chǎn)生是通過(guò)事件管理模塊eva的全比較單元來(lái)實(shí)現(xiàn)的。全比較單元的框圖如圖5.6所示。全比較單元主要包括硬件比較器、定時(shí)器、全比較寄存器cmp1、全比較寄存器cmp2、全比較寄存器cmp3。把定時(shí)器的計(jì)數(shù)模式設(shè)置成連續(xù)增/減模式產(chǎn)生對(duì)稱(chēng)三角載波。數(shù)字化基準(zhǔn)正弦信號(hào)用一系列離散點(diǎn)來(lái)代替正弦值，通過(guò)查表獲得。本系統(tǒng)中開(kāi)關(guān)頻率fk為 25khz，輸出正弦波信號(hào)是50hz，則dsc內(nèi)部存儲(chǔ)的離散點(diǎn)數(shù)n應(yīng)為25khz/50hz=500。用matlab求出相應(yīng)的500個(gè)離散值后，作為電壓信號(hào)的參考值制成表格用于查表程序。本系統(tǒng)實(shí)時(shí)控制中，每個(gè)載波周期都需要改變一次占

47、空比，可利用的定時(shí)器上溢中斷來(lái)更新比較寄存器cmprx的值，即計(jì)數(shù)器產(chǎn)生上溢中斷后，通過(guò)中斷服務(wù)程序根據(jù)查表指針將相應(yīng)的正弦值讀出，與相應(yīng)的a/d采樣值比較，通過(guò)電壓調(diào)節(jié)器來(lái)實(shí)現(xiàn)pi，然后再進(jìn)行電流環(huán)p調(diào)節(jié)，并將運(yùn)算結(jié)果進(jìn)行邏輯處理后賦值給比較寄存器cmprx，從而產(chǎn)生spwm信號(hào)。同時(shí)查表指針加一，在一個(gè)正弦波周期結(jié)束時(shí)，將查表指針復(fù)位至參考正弦波表的首地址。圖5.7 hpwm實(shí)現(xiàn)流程由于定時(shí)器的計(jì)數(shù)值始終是正的數(shù)值，且基準(zhǔn)正弦波數(shù)據(jù)也為正的數(shù)值。因此根據(jù)結(jié)論中所述的模擬雙極性生成法則。直接將兩者按一定的比例關(guān)系進(jìn)行交截。在pi調(diào)節(jié)限幅時(shí)將下限值設(shè)置為零，上限值設(shè)置為最大值即為周期寄存器的值

48、，將運(yùn)算結(jié)果賦值給比較寄存器cmprx，即可生成雙極性spwm。由于混合spwm要求四個(gè)開(kāi)關(guān)管輪流的在低頻和高頻中切換。為了實(shí)現(xiàn)該機(jī)制，在pi調(diào)節(jié)限幅時(shí)，使上下限值關(guān)于零對(duì)稱(chēng)，即上限值設(shè)置為周期寄存器的值，下限值設(shè)置為相應(yīng)的負(fù)值。然后將pi輸出與零進(jìn)行判斷，其實(shí)現(xiàn)流程如圖5.7所示。按以下賦值，即可實(shí)現(xiàn)hpwm輸出。5.5 a/d精度修正由于adc采樣是系統(tǒng)中的關(guān)鍵部分，它的轉(zhuǎn)換精度直接關(guān)系到pi控制策略的有效性，因此應(yīng)盡量提高tms320f2812的內(nèi)部adc模塊的精度。但在實(shí)際使用中，發(fā)現(xiàn)tms320f2812 內(nèi)部adc的轉(zhuǎn)換結(jié)果誤差較大，如果直接將此轉(zhuǎn)換結(jié)果用于控制，必然會(huì)降低控制精度

49、。為了克服這個(gè)缺點(diǎn)，提高其轉(zhuǎn)換精度，在實(shí)際調(diào)試中通過(guò)大量的實(shí)驗(yàn)，在軟件上進(jìn)行修正，起到了很好的效果。tms320f2812的a/ d轉(zhuǎn)換器主要存在失調(diào)誤差和增益誤差。理想情況下，adc模塊轉(zhuǎn)換方程為其中x=輸入電壓值*4095/3.0v，y = 輸出計(jì)數(shù)值，mi為理想增益1。在實(shí)際中，a/d轉(zhuǎn)換模塊的各種誤差是不可避免的，這里定義具有增益誤差和失調(diào)誤差的adc模塊的轉(zhuǎn)換方程為圖5.8 adc實(shí)際增益和理想增益圖式中ma為實(shí)際增益，b為失調(diào)誤差。通過(guò)對(duì)tms320f2812的adc信號(hào)采集進(jìn)行多次測(cè)量后，發(fā)現(xiàn)adc增益誤差一般在5%以?xún)?nèi)，即0.95ma1.05，失調(diào)誤差一般在2%以?xún)?nèi)，即-80b

50、+80。adc的理想狀態(tài)及實(shí)際狀態(tài)比較如圖5.8所示。如以最壞情況y=1.05x+80為例，求得其最大輸入電壓值為2.8013v，有效位數(shù)為ln4015/ln2=11.971。通過(guò)以上分析可以看出，tms320f2812的adc轉(zhuǎn)換精度較差的主要原因是存在增益誤差和失調(diào)誤差，因此要提高轉(zhuǎn)換精度就必須對(duì)兩種誤差進(jìn)行補(bǔ)償。對(duì)于adc模塊采取了如下方法對(duì)其進(jìn)行校正。選用adc的任意兩個(gè)通道作為參考輸入通道，并分別提供給它們已知的直流參考電壓作為輸入，本設(shè)計(jì)采用adcrefp和adcrefm引腳的內(nèi)部參考電壓值，分別是2v和1v。通過(guò)讀取相應(yīng)的結(jié)果寄存器獲取轉(zhuǎn)換值，利用兩組輸入輸出值求得adc模塊的校

51、正增益和校正失調(diào)，然后利用這兩個(gè)值對(duì)其他通道的轉(zhuǎn)換數(shù)據(jù)進(jìn)行補(bǔ)償，從而提高了adc模塊轉(zhuǎn)換的準(zhǔn)確度。下面介紹了如何利用方程獲取adc的校正增益和校正失調(diào)。具體計(jì)算過(guò)程如下：獲取已知輸入?yún)⒖茧妷盒盘?hào)xh和xl所對(duì)應(yīng)的轉(zhuǎn)換值yh和yl；利用方程及已知的參考值(xl，yl)和(xh，yh) 計(jì)算實(shí)際增益及失調(diào)誤差：定義輸入x=y*mb-mc，則由方程y=x*ma+b得校正增益mb=1/ma，校正失調(diào)mc =b/ma。將所求的校正增益及校正失調(diào)應(yīng)用于其他測(cè)量通道，對(duì)adc轉(zhuǎn)換結(jié)果進(jìn)行校正。上述即為實(shí)現(xiàn)adc校正的全過(guò)程，通過(guò)使用這種方法，adc的轉(zhuǎn)換精度有很大提高。5.5 同頻同相控制方法光伏并網(wǎng)發(fā)電系

52、統(tǒng)控制器的另一塊主要工作即為并網(wǎng)算法的實(shí)現(xiàn)，由于本控制器采用高速數(shù)字信號(hào)處理器（dsc）作為主控制器，足以實(shí)現(xiàn)復(fù)雜算法，因此采用軟件鎖相的方法實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)，相比傳統(tǒng)的硬件鎖相環(huán)，節(jié)省了硬件的開(kāi)支。其基本組成如圖5.9所示，在電網(wǎng)電壓正常時(shí)，則選用電網(wǎng)電壓過(guò)零信號(hào)作為同步信號(hào)來(lái)做頻率修正，再檢測(cè)相位差進(jìn)行修正。圖5.9 并網(wǎng)軟件鎖相環(huán)系統(tǒng)設(shè)計(jì)本意是將外界輸入的正弦基準(zhǔn)電壓作為電流給定，本設(shè)計(jì)對(duì)此功能做了進(jìn)一步優(yōu)化，可在輸入正弦信號(hào)畸變（實(shí)際電網(wǎng)電壓存在波形不好的情況）的情況下實(shí)現(xiàn)同頻同相。實(shí)現(xiàn)方法如下：將輸入基準(zhǔn)信號(hào)uref通過(guò)圖4.4電路轉(zhuǎn)換為方波信號(hào)，由dsp捕獲其上升沿和下降沿，調(diào)整正弦表相位

53、和輸入基準(zhǔn)信號(hào)一致；通過(guò)計(jì)數(shù)法計(jì)算輸入方波信號(hào)的周期，調(diào)整正弦表讀數(shù)頻率，實(shí)現(xiàn)頻率鎖定。5.6 軟件抗干擾當(dāng)光伏發(fā)電系統(tǒng)逆變器的運(yùn)行環(huán)境十分惡劣或者干擾十分嚴(yán)重時(shí)，對(duì)數(shù)字控制器運(yùn)行的可靠性和安全性有很高的要求，除了在硬件電路上需要安排一些必要的抗干擾措施外，還需要在軟件上采用抗干擾技術(shù)。疊加在被測(cè)模擬輸入信號(hào)上的噪聲干擾，會(huì)導(dǎo)致較大的測(cè)量誤差，但由于噪聲的隨機(jī)性，我們可以通過(guò)軟件濾波的方法來(lái)濾除虛假信號(hào)，求出其真實(shí)信號(hào)。當(dāng)噪聲干擾竄入數(shù)字系統(tǒng)時(shí)，后果更加嚴(yán)重，會(huì)導(dǎo)致處理器的失控，最典型的故障是破壞程序計(jì)數(shù)器pc的狀態(tài)，從而導(dǎo)致程序從一個(gè)區(qū)域跳轉(zhuǎn)到另一個(gè)區(qū)域，或者程序在地址空間內(nèi)“亂飛”，甚至陷入“死循環(huán)”。為了將“亂飛”或陷入“死循環(huán)”的程序重新納入正軌，我們可采取一些必要的軟件抗干擾措施，常用的有軟件陷阱技術(shù)和看門(mén)狗技術(shù)。1）軟件陷阱技術(shù)當(dāng)亂飛的程序進(jìn)入非程序區(qū)，我們可以設(shè)置軟件陷阱，將其迅速引向一個(gè)指定位置，從而使程序恢復(fù)正常運(yùn)行。本系統(tǒng)中，在未用的程序空間用0x5555h數(shù)據(jù)填滿。當(dāng)“跑飛”程序進(jìn)入此區(qū)，使會(huì)自動(dòng)跳轉(zhuǎn)到程序開(kāi)頭，從而重新開(kāi)始程序的正常運(yùn)行。2）看門(mén)狗技術(shù)tms320f2812處理器受到干擾而失控，引起程序亂飛，也可能使程序陷入“死循環(huán)”，軟件陷阱技術(shù)不能使失控的程序擺脫“