pwm控制的單相逆變電源系統(tǒng)設(shè)計LC濾波電路

1、 . . . 畢業(yè)設(shè)計PWM控制的單相逆變電源系統(tǒng)設(shè)計摘 要隨著國民經(jīng)濟的高速發(fā)展和國外能源供應(yīng)的緊，電能的開發(fā)和利用顯得更為重要。尤其是面對經(jīng)濟和科學(xué)技術(shù)發(fā)展的今天，一款穩(wěn)定，易攜帶的交流電源正是我們現(xiàn)在方便生活重要的一種途徑。目前，國外都在致力于發(fā)展新能源，太陽能發(fā)電，風力發(fā)電，潮汐發(fā)電等。但是這些電能最終輸出的都是不穩(wěn)定的交流電，要想得到一款穩(wěn)定的交流電源，逆變技術(shù)就要發(fā)揮極大的用處了。本文設(shè)計的單相PWM逆變電源屬于交流電源，采用電壓反饋控制，通過調(diào)節(jié)占空比的方法來改變驅(qū)動電壓脈沖寬度來調(diào)整和穩(wěn)定輸出電壓。其主電路構(gòu)成采用的是Boost電路和全橋電路的組合?？刂齐娐凡捎玫氖荌R2110

2、控制，產(chǎn)生PWM波觸發(fā)橋式電路，升壓電路，輸出穩(wěn)定電壓，本文還設(shè)計了過流保護電路，提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。本文詳細的分析了逆變電源的工作過程，并推到了重要的公式，最后對設(shè)計進行了仿真設(shè)計，驗證了系統(tǒng)的可行性。關(guān)鍵詞：逆變技術(shù)，脈沖寬度調(diào)制，場效應(yīng)管，升壓電路Design of Single Phase Inventer Power System Controlled of PwmAbstractWith the high-speed developing of national economy and the shortage supply of world electrical energy s

3、upplies, the development and utilization of electric power is more important. Especially in the face of economic and scientific and technological development today, a stable, easy to carry AC power is important that we are now a way of life convenient. At present, domestic and foreign are committed

4、to the development of new energy sources, solar power, wind power, tidal power generation. But these are unstable final output power AC, in order to get a stable AC power inverter technology will play a significant useful.This design of single-phase PWM inverter power belongs to AC power, voltage-fe

5、edback control method by adjusting the duty cycle of the pulse width of the drive voltage is changed to adjust and stabilize the output voltage. The main circuit Boost circuit is used in combination and a full-bridge circuit. Control circuit uses a IR2110 control, PWM wave trigger bridge circuit, th

6、e boost circuit, stable output voltage, the paper also designed the overcurrent protection circuit to improve system stability.This detailed analysis of the inverter's work process, and pushed to the important formula, the final design of the design of the simulation to verify the feasibility of

7、 the system.Keywords: inverter technology, pulse width modulation, FET,boost circuit目 錄摘 要IAbstractII第1章 緒論11.1 背景11.2 目前研究現(xiàn)狀31.2.1 UPS與交流凈化電源31.2.2 交流穩(wěn)壓電源41.2.3 工業(yè)電源的發(fā)展41.2.4 直流開關(guān)電源51.3 論文主要研究容6第2章 系統(tǒng)方案與基本原理72.1 系統(tǒng)的基本要求72.2 系統(tǒng)實現(xiàn)的理論基礎(chǔ)72.2.1 采樣理論72.2.2 面積等效原理92.2.3 PWM逆變電路與控制方法112.2.4 Boost升壓電路152.3

8、系統(tǒng)可行方案和選擇17第3章 系統(tǒng)的主要模塊203.1 系統(tǒng)的主要組成203.2 系統(tǒng)主電路設(shè)計203.2.1 主電路拓撲203.2.2 主電路工作過程213.2.3 主電路參數(shù)設(shè)計233.3 IR2110芯片控制電路的設(shè)計263.4 輔助電路的設(shè)計283.4.1 過流保護電路283.4.2 開關(guān)管驅(qū)動信號電路293.4.3 LC濾波電路30第4章 仿真分析314.1 仿真目的314.2 仿真電路314.2.1 主電路仿真圖314.2.2 PWM產(chǎn)生圖314.3 仿真波形334.3.1 波形仿真334.3.2 輸出電壓分析334.3.3輸出電流分析34第5章 結(jié)束語365.1 結(jié)論365.2

9、展望36參考文獻37致3838 / 43第1章 緒論1.1 背景電力電子技術(shù)的發(fā)展一次經(jīng)歷了整流器時代、逆變器時代和變頻器時代，一些電源也就應(yīng)運而生。大功率的工業(yè)用電由工頻(50Hz)交流發(fā)電機提供，但是大約20%的電能是以直流形式消費的，其中最典型的是電解(有色金屬和化工原料需要直流電解)、牽引(電氣機車、電傳動的燃機車、地鐵機車、城市無軌電車等)和直流傳動(軋鋼、造紙等)三大領(lǐng)域。大功率硅整流器能夠高效率地把工頻交流電轉(zhuǎn)變?yōu)橹绷麟?，因此在六十年代和七十年代，大功率硅整流管和晶閘管的開發(fā)與應(yīng)用得以很大發(fā)展。當時國曾經(jīng)掀起了一股各地大辦硅整流器廠的熱潮，目前全國大大小小的制造硅整流器的半導(dǎo)體廠

10、家就是那時的產(chǎn)物。七十年代出現(xiàn)了世界圍的能源危機，交流電機變頻調(diào)速因節(jié)能效果顯著而迅速發(fā)展。變頻調(diào)速的關(guān)鍵技術(shù)是將直流電逆變?yōu)?100Hz的交流電。在七十年代到八十年代，隨著變頻調(diào)速裝置的普與，大功率逆變用的晶閘管、巨型功率晶體管(GTR)和門極可關(guān)斷晶閘管(GTO)成為當時電力電子器件的主角。類似的應(yīng)用還包括高壓直流輸出，靜止式無功功率動態(tài)補償?shù)取＿@時的電力電子技術(shù)已經(jīng)能夠?qū)崿F(xiàn)整流和逆變，但工作頻率較低，僅局限在中低頻圍。進入八十年代，大規(guī)模和超大規(guī)模集成電路技術(shù)的迅猛發(fā)展，為現(xiàn)代電力電子技術(shù)的發(fā)展奠定了基礎(chǔ)。將集成電路技術(shù)的精細加工技術(shù)和高壓大電流技術(shù)有機結(jié)合，出現(xiàn)了一批全新的全控型功率器

11、件、首先是功率MOSFET的問世，導(dǎo)致了中小功率電源向高頻化發(fā)展，而后絕緣門極雙極晶體管(IGBT)的出現(xiàn)，又為大中型功率電源向高頻發(fā)展帶來機遇。MOSFET和IGBT的相繼問世，是傳統(tǒng)的電力電子向現(xiàn)代電力電子轉(zhuǎn)化的標志。據(jù)統(tǒng)計，到1995年底，功率MOSFET和GTR在功率半導(dǎo)體器件市場上已達到平分秋色的地步，而用IGBT代替GTR在電力電子領(lǐng)域已成定論。新型器件的發(fā)展不僅為交流電機變頻調(diào)速提供了較高的頻率，使其性能更加完善可靠，而且使現(xiàn)代電子技術(shù)不斷向高頻化發(fā)展，為用電設(shè)備的高效節(jié)材節(jié)能，實現(xiàn)小型輕量化，機電一體化和智能化提供了重要的技術(shù)基礎(chǔ)。 電力電子變換技術(shù)已滲透到生產(chǎn)、生活、建筑、科

12、研、國防、交通、醫(yī)療衛(wèi)生、環(huán)保、航空管理、辦公自動化等各個領(lǐng)域。雖然這些領(lǐng)域有相當一部分是直接利用市電，但更多領(lǐng)域卻是間接使用市電，換句話說，各個領(lǐng)域都少不了使用電力電子變換技術(shù)。隨著電力電子技術(shù)的普與使用，由電力電子變換裝置帶來的電磁干擾、諧波污染與電網(wǎng)功率因數(shù)下降等“公害”越來越引起全社會各界普遍關(guān)注。另外，從節(jié)約能源，走可持續(xù)發(fā)展道路考慮，太陽能、風能、潮汐、地熱、燃料電池等新型能源的開發(fā)應(yīng)用，也已成為高科技研究的熱點。出于環(huán)保的需要，電動車輛取代現(xiàn)有的燃油引擎車輛也成為工業(yè)發(fā)展的必然趨勢。 隨著電力電子技術(shù)的飛速發(fā)展和各行各業(yè)對電氣設(shè)備控制性能要求的提高，逆變技術(shù)在許多領(lǐng)域應(yīng)用越來越廣

13、泛。PWM控制技術(shù)在逆變電路中的應(yīng)用最為廣泛，對逆變電路的影響也最為深刻?，F(xiàn)在大量應(yīng)用的逆變電路中，絕大部分都是PWM型逆變電路。可以說PWM控制技術(shù)正是有賴于在逆變電路中的應(yīng)用，才發(fā)展得比較成熟，從而確定了它在電力電子技術(shù)中的重要地位。例如PWM技術(shù)在UPS技術(shù)上的應(yīng)用。UPS電源是一種具有穩(wěn)壓純凈化和無間斷地向負載提供連續(xù)供電能力的優(yōu)質(zhì)交流電源，它擔負著向計算機等重要設(shè)備的供電任務(wù)。UPS電源一般采用PWM技術(shù)，這種技術(shù)在傳統(tǒng)上采用平均值電壓反饋，在線性負載條件下，顯示出良好的性能。但對非線性負載引起的沖擊響應(yīng)較慢，而且控制環(huán)節(jié)增多使穩(wěn)定性設(shè)計產(chǎn)生困難。雖然可用瞬時值電壓反饋的PWM技術(shù)來

14、解決，但此種技術(shù)仍屬于周波響應(yīng)，非線性負載的沖擊響應(yīng)仍然很慢。近幾年利用電流模式的PWM控制技術(shù)，基本上能解決非線性負載的響應(yīng)很慢的缺點，使得UPS電源性能不斷提高。為了徹底解決現(xiàn)有UPS電源存在的不足和適應(yīng)各類用電設(shè)備的需求，數(shù)控交流穩(wěn)壓電源的研制將是今后的一個重要的方向。1.2目前研究現(xiàn)狀現(xiàn)代電源技術(shù)是綜合應(yīng)用了電力電子、電子與電磁技術(shù)、自動控制與微處理器技術(shù)的一種多學(xué)科技術(shù)。隨著電子電源的集成化、模塊化、智能化的發(fā)展，功率集成技術(shù)已模糊了整機與器件的界限。單片電源和模塊電源已取代了整機電源在一些技術(shù)中獲得廣泛應(yīng)用，并且派生出新的供電體系，使單一的集中供電體系走向多元化。進入80年代后，現(xiàn)

15、代電源技術(shù)隨著IGBT、功率MOSFET、IPM、MCT等新元器件出現(xiàn)，諧振變流、軟開關(guān)、電路拓撲等新理論的支持，功率因數(shù)校正、并聯(lián)均流、有源箝位、微機監(jiān)控等技術(shù)的應(yīng)用，使現(xiàn)代電源技術(shù)逐漸走向高頻化。高頻化帶來的直接好處是使電源裝置空前小型化，并使電子電源進入更廣泛的領(lǐng)域?，F(xiàn)代電源技術(shù)研究總趨勢是交流電源以PWM為主流，不斷提高網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)，實現(xiàn)功率因數(shù)近似為l的電源，并向大功率推進；直流電源以開關(guān)方式為主流，擴大輸出電壓圍和穩(wěn)定的多路電壓控制；進一步提高開關(guān)頻率和進一步提高功率密度，提高可靠性，降低電磁干擾和增強抗干擾能力，并使電源模塊朝著超薄型和微型化發(fā)展。1.2.1 UPS與交流凈化電源

16、UPS電源是一種具有穩(wěn)壓純凈化和無間斷地向負載提供連續(xù)供電能力的優(yōu)質(zhì)交流電源，它擔負著向計算機等重要設(shè)備的供電任務(wù)。隨著計算機等設(shè)備的不斷發(fā)展和日益推廣普與，對UPS電源提出了越來越多的要求，不僅UPS要有很好的靜態(tài)穩(wěn)定性和很快的動態(tài)調(diào)節(jié)，還對UPS的體積和重量提出了更高的要求。UPS電源一般采用PWM技術(shù)，這種技術(shù)在傳統(tǒng)上采用平均值電壓反饋，在線性負載條件下，顯示出良好的性能。但對非線性負載引起的沖擊響應(yīng)較慢，而且控制環(huán)節(jié)增多使穩(wěn)定性設(shè)計產(chǎn)生困難。雖然可用瞬時值電壓反饋的PWM技術(shù)來解決，但此種技術(shù)仍屬于周波響應(yīng)，非線性負載的沖擊響應(yīng)仍然很慢。近幾年利用電流模式的PWM控制技術(shù)，基本上能解決

17、非線性負載的響應(yīng)很慢的缺點，使得UPS電源性能不斷提高。為了徹底解決現(xiàn)有UPS電源存在的不足和適應(yīng)各類用電設(shè)備的需求，數(shù)控交流穩(wěn)壓電源的研制將是今后的一個重要的方向。1.2.2 交流穩(wěn)壓電源從交流電源的發(fā)展來看，我國到80年代前期，第一代交流電源主要是以穩(wěn)壓電源為主。第一代穩(wěn)壓電源的功能是穩(wěn)定交流輸出電壓和頻率，這種電源主要用于市電不穩(wěn)定地區(qū)。從80年代后期，隨著各種電器與電子產(chǎn)品中裝備微處理器的品種逐漸增多，此類產(chǎn)品易于受到瞬間停電與電壓波形變化等的影響，造成動作差錯與數(shù)據(jù)丟失，從而對交流電源提出了更高的要求。為此，在八十年代以來，一種具有可任意改變輸出電壓與抗瞬間斷電功能，可以模擬電源線上

18、發(fā)生的異常狀態(tài)，采用線性放大器方式的第二代交流電源問世。這種電源改用微處理器替代原來的簡單的控制電路，可以在短時間進行大量的數(shù)據(jù)處理作業(yè)。進入九十年代以后，絕大部分的電氣設(shè)備都裝備了微處理器與變換電路，而且，為了在設(shè)備部將交流輸入變換為直流，都備有電容輸入型整流電路，使得輸入電流波形產(chǎn)生很大的失真。這種線路阻抗成為導(dǎo)致市場電源電壓波形畸變的主要原因，對于連接在同一網(wǎng)側(cè)的其它用電設(shè)備帶來惡劣影響。這種電源高次諧波的影響形成了社會公害。為了解決高次諧波問題，所采取的對策是使其它設(shè)備不再產(chǎn)生高次諧波。而交流電源設(shè)備，也相應(yīng)增添快速傅立葉變換等功能，強化其測試能力，并增強其智能水平。這是第三代、第四代

19、交流電源的發(fā)展方向。1.2.3 工業(yè)電源的發(fā)展工業(yè)電源包括變頻電源和電子焊接電源兩種。其中我國在中、小功率變頻電源的研制方面取得了一定的成就，但由于受到電子元器件的限制，在大功率變頻電源的研制和生產(chǎn)上還無法和國外發(fā)達國家相比?，F(xiàn)國80的變頻電源依賴進口。而近年來我國在電子控制的焊接電源研究方面取得了一定的成就，使得電子焊接電源從效率、節(jié)能和可控性能上都取得了滿意的效果，電子焊機的體積、重量不斷減小。1.2.4 直流開關(guān)電源隨著現(xiàn)代科技的發(fā)展，各類設(shè)備對電源的要求越來越高，老式電源已不能滿足技術(shù)要求，隨之而來的開關(guān)電源已取代了老式電源。開關(guān)電源較老式直流電源具有體積小，功率密度高(單位體積輸出功

20、率)等優(yōu)點。早期直流電源一般采用所謂降壓型串聯(lián)控制方式，這種方式的缺點是，輸出電壓下降幅度越大，則功率損耗越大，這些功率損耗變成熱量散發(fā)出來，需要使用較大的散熱片。為了消除這一缺點，后來采用了預(yù)調(diào)節(jié)方式。這種方式可以將施加到串聯(lián)控制元件上的電壓控制在其所需的最低限度以，從而大幅度減少串聯(lián)控制元件所消耗的功率。這種電源對減小電源的體積和提高可靠性起了很大作用。為了進一步減小電源體積和減輕重量，提高輸出的功率密度，從六十年代開始對開關(guān)電源進行研制，電路形式歷經(jīng)分立元件、通用集成電路到專用控制器和單片開關(guān)集成穩(wěn)壓器，性能價格比不斷提高。開關(guān)電源的控制方式傳統(tǒng)上分為脈沖寬度調(diào)制(PWM)式、脈沖頻率調(diào)

21、制(PFM)式和混合調(diào)制式。其中PWM技術(shù)最為成熟。PWM型開關(guān)電源所使用的變換器均是在高壓大電流情況下強制關(guān)斷，隨著電子設(shè)備工作頻率的不斷提高，這種變換器在開關(guān)瞬間需耗大量功率，而且，電壓、電流在開關(guān)時尖峰過大，還需要在開關(guān)器件以與高頻變壓器兩端再加上尖峰吸收電路也消耗一定的功率，為此，現(xiàn)在PWM型電源最佳工作頻率在300kHz以下。如何提高開關(guān)電源的工作頻率、降低諧波干擾和提高效率將成為以后開關(guān)電源研究的方向。總之，隨著電子電源的集成化、模塊化、智能化的發(fā)展和電力電子器件的高性能化、拓撲電路理論的創(chuàng)新、現(xiàn)代控制技術(shù)的廣泛應(yīng)用與其實現(xiàn)的手段的先進性，現(xiàn)代電源的設(shè)計與分析工具得以進一步完善。今

22、后電源技術(shù)將朝著高效率、高功率因數(shù)和高可靠性方向發(fā)展，并不斷實現(xiàn)低諧波污染、低環(huán)境污染、低電磁干擾和小型化、輕量化。從而為今后的綠色電源產(chǎn)品和設(shè)備的發(fā)展提供強有力的技術(shù)保證，這也將是現(xiàn)代電源發(fā)展的必然結(jié)果。1.3 論文主要研究容綜上所述，自從80年代以來，電力電子技術(shù)取得到了飛速的發(fā)展。然而各種電力電子設(shè)備和裝置在電力系統(tǒng)、工業(yè)、交通、家庭中的廣泛應(yīng)用，會產(chǎn)生大量諧波。諧波所造成的危害已日益嚴重，諧波使電能的生產(chǎn)、傳輸和利用的效率降低，使電氣設(shè)備過熱、產(chǎn)生振動和噪音，嚴重時設(shè)備不能正常工作。在鐵路、冶金等行業(yè)尤為明顯。在這些行業(yè)，當大功率非線性用電設(shè)備運行時，會給電網(wǎng)注入大量的電力諧波，導(dǎo)致電

23、網(wǎng)電壓嚴重失真。根據(jù)我們的實驗觀察，在嚴重失真時，電壓會出現(xiàn)正負半波不對稱、波形嚴重畸變，頻率也會發(fā)生變化。這樣的供電電壓，即使是一般的電力用戶，也難以接受；更無法用其作為檢修、測試的電源同時，在這種情況下，一般普通的穩(wěn)壓電源也難以達到滿意的穩(wěn)壓效果。本文所研制的逆變電源就是針對上述場合而設(shè)計的。其主電路的構(gòu)成采用Boost電路(DC-DC)和全橋式逆變電路(DC-AC)的組合?？刂齐娐酚蒊R2110芯片產(chǎn)生PWM對主電路進行控制。在文章中對主電路、控制電路的工作過程與相關(guān)參數(shù)的設(shè)計給出了詳細分析，并推導(dǎo)、給出了重要公式。通過實驗與仿真證明了該逆變電源的可行性。第2章 系統(tǒng)方案與基本原理2.1

24、 系統(tǒng)的基本要求本畢業(yè)設(shè)計的課題為單相PWM逆變電源的設(shè)計，其具體的課題要求如下：（1）電源功率1kW；（2）直流電源電壓48V；（3）電流波形盡可能接近正弦波；頻率50Hz；（4）諧波分量幅值盡可能的??；為了實現(xiàn)本課題，本系統(tǒng)設(shè)計大體上由直流升壓電路和交流逆變電路組成。其中，直流升壓電路和交流逆變電路是研究的核心。2.2 系統(tǒng)實現(xiàn)的理論基礎(chǔ)2.2.1采樣理論在采樣控制理論中有一個重要的結(jié)論1：沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時，其效果基本一樣。沖量即指窄脈沖的面積。這里所說的效果基本一樣，指環(huán)節(jié)的輸出響應(yīng)波形基本一樣。如把各輸出波形用傅式變換分析，則其低頻段特性非常接近，僅在高

25、頻段略有差異。例如圖2.1a、b、c所示的三個窄脈沖形狀不同，圖2.1a為矩形脈沖，圖2.1b為三角形脈沖，圖2.1c為正弦半波脈沖，但它們的面積（即沖量）都等于1，那么，當它們分別加在具有慣性的同一個環(huán)節(jié)上時，其輸出響應(yīng)基本一樣。脈沖越窄，其輸出的差異越小。當窄脈沖變?yōu)閳D2.1d的單位脈沖函數(shù)時，環(huán)節(jié)的響應(yīng)即為該環(huán)節(jié)的脈沖過渡函數(shù)。a) b) c) d) 圖2.1 形狀不同而沖量一樣的脈沖各種脈沖上述結(jié)論是PWM控制的重要理論基礎(chǔ)。下面分析如何用一系列等幅而不等寬的脈沖代替一個正弦半波，把圖2.2a所示的正弦半波波形分成N等份，就把正弦半波看成由N個彼此相連的脈沖所組成的波形。這些脈沖寬度相

26、等，但幅值不等，且脈沖頂部不是水平直線，而是曲線，各脈沖的幅值按正弦規(guī)律變化。如果把上述脈沖序列用同樣數(shù)量的等幅而不等寬的矩形脈沖序列代替，使矩形脈沖的中點和相應(yīng)正弦等分的中點重合，且使矩形脈沖和相應(yīng)正弦部分面積(沖量)相等，就得到圖2.2b所示的脈沖序列。這就是PWM波形?？梢钥闯觯髅}沖的寬度是按正弦規(guī)律變化的。根據(jù)沖量相等效果一樣的原理PWM波形和正弦半波是等效的。在PWM波形中，各脈沖的幅值是相等的，要改變等效輸出正弦波的幅值時，只要按同一比例系數(shù)改變各脈沖的寬度即可。以上介紹的是PWM控制的基本原理，按照上述原理，在給出了正弦波頻率、幅值和半個周期的脈沖數(shù)后，PWM波形各脈沖的寬度和

27、間隔就可以準確計算出來。按照計算結(jié)果控制電路中各開關(guān)器件的通斷，就可以得到所需要的PWM波形。 圖2.2 PWM控制的基本原理示意圖但是，這種計算是很繁瑣的，正弦波的頻率、幅值變化時，結(jié)果都要變化。較為實用的方法是采用調(diào)制的方法，即把所希望的波形作為調(diào)制信號，把接受調(diào)制的信號作為載波，通過對載波的調(diào)制得到所期望的PWM波形。通常采用等腰三角形作為載波，因為等腰三角形上下寬度與高度成線性關(guān)系且左右對稱，當它與任何一個平緩變化的調(diào)制信號波形相交時，如在交點時刻控制電路中開關(guān)器件的通斷，就可以得到寬度正比于信號波幅值的脈沖，這正好符合PWM控制的要求。一般根據(jù)三角波載波在半個周期方向的變化，又可以分

28、為兩種情況。三角波載波在半個周期的方向只在一個方向變化，所得到的PWM波形也只在一個方向變化的控制方式稱為單極性PWM控制方式，如圖2.3所示。圖2.3 單極性PWM控制原理方式如果三角波載波在半個周期的方向是在正負兩個方向變化的，所得到的PWM波形也是在方向變化的，這時稱為雙極性PWM控制方式，如圖2.4所示。圖2.4 雙極性PWM控制原理方式?jīng)_量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時，其效果基本一樣。沖量指窄脈沖的面積。效果基本一樣，是指環(huán)節(jié)的輸出響應(yīng)波形基本一樣。低頻段非常接近，僅在高頻段略有差異。2.2.2面積等效原理分別將如圖2.5所示的電壓窄脈沖加在一階慣性環(huán)節(jié)（R-L電路）

29、上，如圖2.6a所示。其輸出電流i(t)對不同窄脈沖時的響應(yīng)波形如圖2.6b所示2。圖2.5 形狀不同而沖量一樣的各種窄脈沖從波形可以看出，在i(t)的上升段，i(t)的形狀也略有不同，但其下降段則幾乎完全一樣。脈沖越窄，各i(t)響應(yīng)波形的差異也越小。如果周期性地施加上述脈沖，則響應(yīng)i(t)也是周期性的。用傅里葉級數(shù)分解后將可看出，各i(t)在低頻段的特性將非常接近，僅在高頻段有所不同。用一系列等幅不等寬的脈沖來代替一個正弦半波，正弦半波N等分，看成N個相連的脈沖序列，寬度相等，但幅值不等；用矩形脈沖代替，等幅，不等寬，中點重合，面積（沖量）相等，寬度按正弦規(guī)律變化。上述原理可以稱為面積等效

30、原理，它是PWM控制技術(shù)的重要理論基礎(chǔ)。圖2.6 沖量一樣的各種窄脈沖的響應(yīng)波形下面分析用一系列等幅不等寬的脈沖來代替一個正弦半波。圖2.7可以看到把半波分成N等份，就可以把正弦半波看成N個彼此相連的脈沖序列組成的波形，然后把脈沖序列利用一樣數(shù)量的等幅而不等寬的矩形脈沖代替，使它們面積相等，就可以得到脈沖序列。根據(jù)面積等效原理，PWM波形和正弦半波是等效的。圖2.7 用PWM波代替正弦半波要改變等效輸出正弦波幅值，按同一比例改變各脈沖寬度即可。2.2.3 PWM逆變電路與控制方法目前中小功率的逆變電路幾乎都采用PWM技術(shù)。逆變電路是PWM控制技術(shù)最為重要的應(yīng)用場合。PWM逆變電路也可分為電壓型

31、和電流型兩種，目前實用的幾乎都是電壓型。電壓型逆變電路的特點3：(1) 直流側(cè)為電壓源或并聯(lián)大電容，直流側(cè)電壓基本無脈動；(2) 輸出電壓為矩形波，輸出電流因負載阻抗不同而不同；(3) 阻感負載時需提供無功。為了給交流側(cè)向直流側(cè)反饋的無功提供通道，逆變橋各臂并聯(lián)反饋二極管。1、半橋逆變電路電路結(jié)構(gòu)如圖2.8（a）所示。V1和V2柵極信號各半周正偏、半周反偏，互補。uo為矩形波，幅值為Um=Ud/2，io波形隨負載而異，感性負載時，圖2.9b，V1或V2通時，io和uo同方向，直流側(cè)向負載提供能量，VD1或VD2通時，io和uo反向，電感中貯能向直流側(cè)反饋，VD1、VD2稱為反饋二極管，還使io

32、連續(xù)，又稱續(xù)流二極管。圖2.8 半橋逆變電路單相半橋電壓型逆變電路簡單，使用器件少。但是交流電壓幅值Ud/2，直流側(cè)需兩電容器串聯(lián)，要控制兩者電壓均衡，用于幾kW以下的小功率逆變電源。單相全橋、三相橋式都可看成若干個半橋逆變電路的組合。2、全橋逆變電路圖2.9(a)，兩個半橋電路的組合。1和4一對，2和3另一對，成對橋臂同時導(dǎo)通，交替各導(dǎo)通180°。uo波形同下圖。半橋電路的uo，幅值高出一倍Um=Ud。io波形和下圖中的io一樣，幅值增加一倍，單相逆變電路中應(yīng)用最多的。輸出電壓定量分析uo成傅里葉級數(shù) （2.1）基波幅值（2.2）基波有效值 （2.3）uo為正負各180º

33、時，要改變輸出電壓有效值只能改變Ud來實現(xiàn)。移相調(diào)壓方式如圖2.9（b）?？刹捎靡葡喾绞秸{(diào)節(jié)逆變電路的輸出電壓，稱為移相調(diào)壓。各柵極信號為180º正偏，180º反偏，且V1和V2互補，V3和V4互補關(guān)系不變。V3的基極信號只比V1落后q ( 0<q <180º)，V3、V4的柵極信號分別比V2、V1的前移180º-q，uo成為正負各為q 的脈沖，改變q 即可調(diào)節(jié)輸出電壓有效值。圖2.9全橋逆變電路3、電流型逆變電路直流電源為電流源的逆變電路電流型逆變電路。一般在直流側(cè)串聯(lián)大電感，電流脈動很小，可近似看成直流電流源。單相電流型逆變電路：(1)

34、直流側(cè)串大電感，相當于電流源。(2) 交流輸出電流為矩形波，輸出電壓波形和相位因負載不同而不同。(3) 直流側(cè)電感起緩沖無功能量的作用，不必給開關(guān)器件反并聯(lián)二極管。電流型逆變電路中，采用半控型器件的電路仍應(yīng)用較多。換流方式有負載換流、強迫換流4。單相橋式（并聯(lián)諧振式）電流型逆變電路如圖2.10所示。 圖2.10 單相橋式（并聯(lián)諧振式）電流型逆變電路4橋臂，每橋臂晶閘管各串一個電抗器LT限制晶閘管開通時的di/dt。1、4和2、3以10002500Hz的中頻輪流導(dǎo)通，可得到中頻交流電。采用負載換相方式，要求負載電流超前于電壓。負載一般是電磁感應(yīng)線圈，加熱線圈的鋼料，RL串聯(lián)為其等效電路。因功率因

35、數(shù)很低，故并聯(lián)C。C和L、R構(gòu)成并聯(lián)諧振電路，故此電路稱為并聯(lián)諧振式逆變電路。輸出電流波形接近矩形波，含基波和各奇次諧波，且諧波幅值遠小于基波。因基波頻率接近負載電路諧振頻率，故負載對基波呈高阻抗，對諧波呈低阻抗，諧波在負載上產(chǎn)生的壓降很小，因此負載電壓波形接近正弦波，其逆變電路的主要輸出波形如圖2.11所示。圖2.11 并聯(lián)諧振式逆變電路主要工作波形一周期，兩個穩(wěn)定導(dǎo)通階段和兩個換流階段。t1-t2：VT1和VT4穩(wěn)定導(dǎo)通階段，io=Id，t2時刻前在C上建立了左正右負的電壓。t2-t4：t2時觸發(fā)VT2和VT3開通，進入換流階段。LT使VT1、VT4不能立刻關(guān)斷，電流有一個減小過程。VT2

36、、VT3電流有一個增大過程。4個晶閘管全部導(dǎo)通，負載電壓經(jīng)兩個并聯(lián)的放電回路同時放電。t2時刻后，LT1、VT1、VT3、LT3到C；另一個經(jīng)LT2、VT2、VT4、LT4到C。t=t4時，VT1、VT4電流減至零而關(guān)斷，換流階段結(jié)束。t4-t2=tg稱為換流時間。io在t3時刻，即iVT1=iVT2時刻過零，t3時刻大體位于t2和t4的中點。保證晶閘管的可靠關(guān)斷：晶閘管需一段時間才能恢復(fù)正向阻斷能力，換流結(jié)束后還要使VT1、VT4承受一段反壓時間t，t=t5-t4應(yīng)大于晶閘管的關(guān)斷時間tq。為保證可靠換流應(yīng)在uo過零前td= t5-t2時刻觸發(fā)VT2、VT3。td為觸發(fā)引前時間 （2.4）i

37、o超前于uo的時間為 （2.5）表示為電角度（2.6）為電路工作角頻率；、分別是t、t對應(yīng)的電角度。數(shù)量分析：忽略換流過程，io可近似成矩形波，展開成傅里葉級數(shù)。 （2.7）基波電流有效值 （2.8）負載電壓有效值Uo和直流電壓Ud的關(guān)系 （2.9）實際工作過程中，感應(yīng)線圈參數(shù)隨時間變化，必須使工作頻率適應(yīng)負載的變化而自動調(diào)整，這種控制方式稱為自勵方式。固定工作頻率的控制方式稱為他勵方式。自勵方式存在起動問題，解決方法：一是先用他勵方式，系統(tǒng)開始工作后再轉(zhuǎn)入自勵方式。另一種方法是附加預(yù)充電起動電路。2.2.4Boost升壓電路T he boost converter，或者叫step-up co

38、nverter，是一種開關(guān)直流升壓電路，它可以是輸出電壓比輸入電壓高。如圖2.12所示，電感的作用是將電能和磁場能相互轉(zhuǎn)換的能量轉(zhuǎn)換器件，當MOS開關(guān)管閉合后，電感將電能轉(zhuǎn)換為磁場能儲存起來，當開關(guān)器件斷開后電感將儲存的磁場能轉(zhuǎn)換為電場能，且這個能量在和輸入電源電壓疊加后通過二極管和電容的濾波后得到平滑的直流電壓提供給負載，由于這個電壓是輸入電源電壓和電感的磁碭能轉(zhuǎn)換為電能的疊加后形成的，所以輸出電壓高于輸入電壓，既升壓過程的完成；假定那個開關(guān)（三極管或者mos管）已經(jīng)斷開了很長時間，所有的元件都處于理想狀態(tài)，電容電壓等于輸入電壓。下面要分充電和放電兩個部分來說明這個電路5。圖2.12 boo

39、st升壓電路（1）充電過程在充電過程中，開關(guān)閉合（三極管或MOS管導(dǎo)通），等效電路如圖2.13，開關(guān)（三極管或MOS管）處用導(dǎo)線代替。這時，輸入電壓流過電感。二極管防止電容對地放電。由于輸入是直流電，所以電感上的電流以一定的比率線性增加，這個比率跟電感大小有關(guān)。隨著電感電流增加，電感里儲存了一些能量。圖2.13 充電過程等效電路圖（2）放電過程放電過程中，等效電路如圖2.14，這是當開關(guān)閉合（三極管或MOS管截止）時的等效電路。當開關(guān)閉合（三極管或MOS管截止）時，由于電感的電流保持特性，流經(jīng)電感的電流不會馬上變?yōu)?，而是緩慢的由充電完畢時的值變?yōu)?。而原來的電路已斷開，于是電感只能通過新電路

40、放電，即電感開始給電容充電，電容兩端電壓升高，此時電壓已經(jīng)高于輸入電壓了，升壓完畢。圖2.14 放電過程等效電路圖選用升壓斬波電路原因是為了系統(tǒng)結(jié)構(gòu)緊湊，并且該電路結(jié)構(gòu)較為簡單，損耗較小，效率較高。不僅能起調(diào)壓的作用，同時還能起到有效地抑制諧波電流噪聲的作用。2.3系統(tǒng)可行方案和選擇方案一：半橋式逆變電路。在驅(qū)動電壓的輪流開關(guān)作用下，半橋電路兩只晶體管交替導(dǎo)通和截止。半橋電路輸入電壓只有一半加在變壓器一次側(cè)，這導(dǎo)致電流峰值增加，因此半橋電路只在較低輸出功率場合下使用，同時它具有抗不平衡能力，從而得到廣泛應(yīng)用。半橋式拓撲結(jié)構(gòu)原理圖如圖2.15所示6。圖2.15 半橋式逆變電路方案二：單相橋式逆變

41、電路如圖2.16所示。單相橋式逆變器有四個帶反并聯(lián)續(xù)流二極管的IGBT組成，分別為VT1VT4，直流側(cè)由兩個串聯(lián)電容，他們共同提供直流電壓Ud，負載為阻感負載，調(diào)制電路分別由單相交流正弦調(diào)制波形和三角載波組成，其中三角載波和正弦調(diào)制波的幅值和頻率之比分別被稱為調(diào)制度和載波頻率，這是SPWM調(diào)制中的兩個重要參數(shù)。三角載波和正弦調(diào)制波相互調(diào)制產(chǎn)生四路脈沖信號分別給六個IGBT提供觸發(fā)信號。圖2.16 單相橋式逆變電路方案三：推挽式逆變電路如圖2.17。推挽電路的工作是由兩路相位相反的驅(qū)動脈沖分別加到逆變開關(guān)管Q1、Q2的基極，控制它們交替斷通，使輸入直流電壓變換成高頻的方波交流電壓從變壓器輸出。圖

42、2.17 推挽式逆變電路方案選擇：橋式電路和推挽電路的電壓利用率是一樣的，均比半橋電路大一倍。因為本課題考慮控制的靈活性和攜帶便攜所以電路簡單中選取最優(yōu)，綜上選用單相橋式電路，同時采用IR2110芯片控制電路產(chǎn)生PWM對橋式電路的導(dǎo)通過程進行控制就是本設(shè)計的基本方案。第3章 系統(tǒng)的主要模塊3.1 系統(tǒng)的主要組成圖3.1示出了系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)框圖。輸入直流電首先經(jīng)過Boost電路進行升壓，在直流環(huán)上得到一個符合要求的直流電壓315V(50Hz/220V交流輸出時)。DC/AC變換電路采用全橋變換電路。為保證系統(tǒng)可靠運行，防止主電路對控制電路的干擾，采用主、控電路完全隔離的方法，即驅(qū)動信號用光耦隔離，反

43、饋信號用變壓器隔離，輔助電源用變壓器隔離。過流保護電路采用電流互感器作為電流檢測器件，其具有足夠的響應(yīng)速度，能夠在MOS管允許的過流時間將其關(guān)斷。Boost升壓電路逆變主電路濾波輸出電路驅(qū)動電路PWM信號產(chǎn)生電路過流保護電路負載圖3.1 系統(tǒng)框圖3.2 系統(tǒng)主電路設(shè)計3.2.1主電路拓撲根據(jù)本畢業(yè)設(shè)計的設(shè)計要求，主電路由Boost升壓電路、橋式逆變電路和濾波電路組成。如圖3.2所示7。圖3.2 主電路拓撲圖3.2.2主電路工作過程（1）Boost電路直流電源作為Boost電路的輸入，經(jīng)Boost電路升壓后得到的直流環(huán)電壓大概為315V，此電壓經(jīng)橋式逆變電路，得到一系列的脈沖寬度不同的、幅值一樣

44、的方波，然后在經(jīng)過輸出濾波環(huán)節(jié)，則可得到符合要求的交流輸出電壓(220V/50Hz)。由于本設(shè)計鑒于簡單便攜，可以在任何場所提供穩(wěn)定的交流電源使用，相比整流電路來說Boost電路結(jié)構(gòu)緊湊，所以選用Boost升壓電路作為提供逆變過程的高電壓。提出輸入直流電壓為48V，要求輸出交流為220V，且功率為1000KW，則輸入到逆變器的直流電壓提升至315V左右才可能經(jīng)過逆變器后輸出220V交流電。常見的直流升壓電路為升壓斬波電路（Boost Chopper），電路如圖3.3所示，由開關(guān)S、電感L、電容C組成。完成把電壓VS升壓到VO的功能。圖3.3 Boost電路原理圖Boost電路的工作過程是這樣的

45、。當開關(guān)S在位置A時，電流流過電感線圈L，在電感線圈未飽和前，電流線性增加，電能以磁能形式儲在電感線圈L中。此時，電容C放電，R上流過電流I0，R兩端為輸出電壓V0，極性上正下負。由于開關(guān)管導(dǎo)通，二極管陽極接VS負極，二極管承受反壓狀態(tài)。所以電容不能通過開關(guān)管放電。開關(guān)S轉(zhuǎn)換位置到B時，構(gòu)成電路如圖3.4所示。由于線圈中的磁場將改變線圈L兩端的電壓極性，以保持I0不變。這樣線圈L磁能轉(zhuǎn)化成的電壓V0與電源VS串聯(lián)，以高于V0電壓向電容C、負載R供電。高于V0時，電容有充電電流；等于V0時，充電電流為零；當V0有降低趨勢時，容向負載R放電，維持V0不變。這樣就實現(xiàn)的將48V的直流電變成315V的

46、直流電8。圖3.4 由晶體管和二極管組成的Boost電路（2）逆變電路接下來就由315V的直流電作為橋式逆變電路的輸入，通過控制電路控制三極管的導(dǎo)通來完成逆變過程的工作。相對半橋逆變器而言，全橋逆變器的開關(guān)電流減小了一半，因而在大功率場合得到了廣泛應(yīng)用。全橋逆變電路原理圖如圖3.5所示，它共有四個橋臂，可以看成由兩個半橋電路組合而成。橋?qū)堑膬蓚€功率MOS管作為一組，每組同時接通或斷開，兩組開關(guān)輪流工作，在一個周期中的短時間，四個開關(guān)將處于斷開狀態(tài)。四個開關(guān)導(dǎo)通(或關(guān)斷)占空比均相等。圖3.5 橋式變換器主電路圖開始階段，給T1、T3加觸發(fā)脈沖，此時這兩個MOS管導(dǎo)通，電流流過T1的漏極，經(jīng)過

47、輸出濾波電路回到T3的漏極。然后T2、T4加觸發(fā)脈沖，并且同時T1、T3的觸發(fā)脈沖消失，T2、T4這兩個MOS管導(dǎo)通，但不能立即導(dǎo)通，等電流下降到零時開始導(dǎo)通，然后電流流過T4的漏極，同樣經(jīng)過濾波電路回到T2的漏極。此外四個二極管還有限制過電壓的作用。通過T1、T3和T2、T4的間隔導(dǎo)通與關(guān)斷，在經(jīng)過濾波電路濾波便完成了一個周期的工作過程，這樣往復(fù)工作便得到了預(yù)期的220V交流電9。3.2.3主電路參數(shù)設(shè)計1.儲能電感L設(shè)計為了分析問題的方便，把主電路中Boost環(huán)節(jié)抽象出來，并將Boost電路的輸入、輸出電壓分別用Vs和V0表示，Boost電路的等效電阻R為250，其等效電路原理圖如圖3.6

48、所示，其中Vs=48V，V0=315V10。圖3.6 主電路中Boost環(huán)節(jié)等效圖Boost電路工作的基本原理已經(jīng)在前面章節(jié)中敘述了。本節(jié)所給出的各點工作電壓、電流波形都是建立在上述分析的基礎(chǔ)上的，并且其中的參數(shù)在上節(jié)都有了說明。為了方便推導(dǎo)計算電感上L的公式，現(xiàn)給出主要變量的波形如圖3.7所示。圖3.7 主要參數(shù)各點波形按在周期開始時是否從零開始，可分為連續(xù)工作狀態(tài)或不連續(xù)工作狀態(tài)兩種模式。在連續(xù)狀態(tài)下，輸入電流不是脈動的，紋波電流隨L增大而減小。不連續(xù)工作狀態(tài)，輸入電流是脈動的。所以在設(shè)計L時要盡量使電路工在連續(xù)狀態(tài)，這就是設(shè)計電感時的要求。在連續(xù)工作狀態(tài)，開關(guān)周期最后的時刻電流值，就是下

49、一個周期中電流的開始值。但是，如果電感量太小，電流線性下降快，即在電感中能量釋放完時，尚未達到MOS管重新導(dǎo)通的時刻，因而能量得不到與時的補充，這樣就出現(xiàn)了電流不連續(xù)的工作狀態(tài)。在要求一樣功率輸出時，此時場效應(yīng)管和二極管的最大瞬時電流比連續(xù)狀態(tài)下要大，同時輸出直流電壓的紋波也增加。下面推導(dǎo)計算L的公式。由公式(3.8)和(3.11)可得電感電流在上升時的電流增益和在下降時電流增益分別為：， （3.1） （3.2）按在交接處電流相等，即N原則有： （3.3）化簡得電壓增益為： （3.4）由于忽略損耗有：， （3.5）故 （3.6）根據(jù)在連續(xù)與不連續(xù)之間的臨界狀態(tài)的條件，它們與的關(guān)系式為：（3.7

50、）則有和。此可推得臨界條件為： （3.8）下面進行具體的計算： （3.9）由=48V，=315可得=0.83又=10kHz，可得：=100us，同時=250。將上述參數(shù)代入公式（3.8）可得：（3.10）2.逆變器的輸出電壓諧波分析假定逆變器的直流環(huán)電壓為，載波三角波的幅值為，則調(diào)制比的值為： （3.11）式中：為電源輸出電壓的有效值，為電源輸出電流有效值，為調(diào)制電壓的有效值。載波比：，為三角波頻率，為調(diào)制波頻率11。（3）載波比N和調(diào)制比M的選擇載波比N的選擇對于本論文，選取N=200即可。調(diào)制比M的選擇 （3.12）選取正弦波的幅值Vrm=5V，則三角波幅值為Vcm=5.625 V。死區(qū)時

51、間設(shè)置一般取死區(qū)時間為開關(guān)時間的2倍，可取2 µs12。3.3 IR2110芯片控制電路的設(shè)計驅(qū)動電路輸出SPWM信號經(jīng)驅(qū)動電路驅(qū)動逆變橋的開關(guān)管。本文驅(qū)動電路的設(shè)計采用的是驅(qū)動芯片。驅(qū)動芯片采用IR公司生產(chǎn)的大功率MOSFET和IGBT專用驅(qū)動集成電路芯片IR2110，IR211013,14是IR公司生產(chǎn)的大功率MOSFET和IGBT專用驅(qū)動集成電路，可以實現(xiàn)對MOSFET和IGBT的最優(yōu)驅(qū)動，該芯片具有光耦隔離和電磁隔離的優(yōu)點，同時還具有快速完整的保護功能和自帶死區(qū)，因而它可以提高控制系統(tǒng)的可靠性，減少電路的復(fù)雜程度。所以選用此方案。IR2110的部結(jié)構(gòu)和工作原理框圖如圖3.8所

52、示。圖3.8 IR2110的部結(jié)構(gòu)圖中HIN和LIN為逆變橋中同一橋臂上下兩個功率MOS的驅(qū)動脈沖信號輸入端。兩路輸出HO和LO分別與兩輸入HIN和LIN相對應(yīng)，SD為保護信號輸入端，當該腳接高電平時，IR2110的輸出信號全被封鎖，其對應(yīng)的輸出端HO和LO恒為低電平；而當該腳接低電平時，IR2110的輸出信號跟隨HIN和LIN而變化，兩路均能正常輸出，在實際電路里，該端接用戶的保護電路的輸出。IR2110的輸入端為滯環(huán)施密特出發(fā)電路，以提高抗干擾能力和接受上升沿環(huán)慢的輸入邏輯信號，Vdd/Vcc電平轉(zhuǎn)換電路把輸入邏輯信號電平轉(zhuǎn)換為輸出驅(qū)動信號電平，其兩路輸出均采用圖騰柱輸出，輸出級由兩只峰值

53、電流為2A以上，阻為3歐姆以下的N溝道FET組成，輸出級可提供的驅(qū)動電壓為15V-20V。驅(qū)動電路接線圖如圖3.9所示，懸浮電源VB可以從電源VCC通過二極管DIODE對電容C7充電自舉獲得（因為對于橋式電路，每一路驅(qū)動都必須獨立的直流電源）其二極管必須是快恢復(fù)二極管其耐壓值必須超過主電路直流輸入電壓，電容C7的電容值的選取決定于開關(guān)頻率與MOSFET輸入電容充放電的要求等。H0和L0是兩路驅(qū)動信號輸出端，驅(qū)動同一橋臂的MOSFET，IR2110的自舉電容選擇不好，容易造成芯片損壞或不能正常工作。VB和VS之間的電容為自舉電容。自舉電容電壓達到8.3V以上，才能夠正常工作，一般來說，SPWM的

54、開關(guān)頻率較高，應(yīng)采用小容量電容，以提高充電電壓，否則在有限的時間無法達到自舉電壓，實驗表明采用33F的自舉電容時，驅(qū)動電路的工作狀態(tài)良好。圖3.9 驅(qū)動電路也可以采用分立元件去驅(qū)動，分立元件主要采用對管來實現(xiàn)信號的放大和隔離，但是其沒有保護功能，不易實現(xiàn)對下級電路的保護，并且電路復(fù)雜，給調(diào)試帶來很多不便，費用也比較昂貴，沒有上述用專用驅(qū)動芯片驅(qū)動比較好，所以不選用這種驅(qū)動方法。3.4 輔助電路的設(shè)計3.4.1過流保護電路過流保護電路14如圖3.10所示。此電路是過流保護電路，其中100k電阻用來限流，通過比較器LM311對電流互感器采樣轉(zhuǎn)化的電壓進行比較，LM311的3腳接10k電位器來調(diào)比較

55、基準電壓，輸出后接100的電阻限流，它與后面的220µF的電容形成保護時間控制。當電流過流時比較器輸出是高電平產(chǎn)生保護，使SPWM不輸出，控制場效應(yīng)管關(guān)閉。等故障消除，比較器輸出低電平，逆變器又自動恢復(fù)工作。圖3.10 過流保護電路圖3.4.2開關(guān)管驅(qū)動信號電路單極性倍頻正弦脈沖寬度調(diào)制方法的驅(qū)動信號形成電路如圖3.11所示。圖3.11 PWM驅(qū)動信號形成電路(1) 主電路中4個開關(guān)器件T1到T4的驅(qū)動信號VG1、VG2、VG3、VG4由上圖生成。圖中的A、B為比較器。T1、T2的驅(qū)動信號VG1、VG2由正弦波Vr和三角波Vc的瞬時值相比較確定；T3、T4的驅(qū)動信號VG3、VG4由瞬

56、時值Vr、Vc之和Vr+Vc的正負值確定。其中，Vr=Vrmsint=Vrmsin 2frt=Vrmsin(2t/Tr)，被稱為正弦參考電壓，其幅值為Vrm，頻率fr=1/Tr，Tr為其周期；三角波Vc被稱為高頻三角載波，其最大值為±Vrm，頻率為fc。三角波與正弦波頻率比值稱為載波比N=fc/fr。正弦波幅值之比值勤稱為調(diào)制比M=Vrm/Vcm。由圖可知正弦波與三角波的瞬時值決定了4個開關(guān)管的驅(qū)動信號與其通、斷狀態(tài)。3.4.3 LC濾波電路LC濾波電路如圖3.12所示。圖3.12 LC濾波電路LC濾波器一般是由濾波電抗器、電容器和電阻器適當組合而成，與諧波源并聯(lián)，除起濾波作用外，還兼顧無功補償?shù)男枰?，LC濾波器具有結(jié)構(gòu)簡單、設(shè)備投資少、運行可靠性較高、運行費用較低等優(yōu)點，應(yīng)用很廣泛。LC濾波器又分為單調(diào)諧濾波器、高通濾波器、雙調(diào)諧濾波器與三調(diào)諧濾波器等幾種。LC濾波主要是電感的電阻小，直流損耗小，對交流電的感抗大，濾波效果好；缺點是體積大，笨重成本高。用在要求高的電源電路中，RC濾波中的電阻要消耗一部分直流電壓，R不能取得很大用在電流小要求不高的