被完全誤解的三運放儀表放大器

1、被完全誤解的三運放儀表放大器時間：2010-06-24 04:22:28 來源： 作者：Bonnie C. Baker德州儀器(TI) 圖1所示的三運放儀表放大器看似為一種簡單的結(jié)構(gòu)，因為它使用已經(jīng)存在了幾十年的基本運算放大器(op amp)來獲得差動輸入信號。運算放大器的輸入失調(diào)電壓誤差不難理解。運算放大器開環(huán)增益的定義沒有改變。運算放大器共模抑制(CMR)的簡單方法自運算放大器時代之初就已經(jīng)有了。那么，問題出在哪里呢？ 圖1：三運放儀表放大器，其VCM為共模電壓，而VDIFF為相同儀表放大器的差動輸入。單運算放大器和儀表放大器的共享CMR方程式如下： 本方程式中，G相當于系統(tǒng)增益，VCM為

2、相對于接地電壓同樣施加于系統(tǒng)輸入端的變化電壓，而VOUT為相對于變化VCM值的系統(tǒng)輸出電壓變化。 在CMR方面，運算放大器的內(nèi)部活動很簡單，其失調(diào)電壓變化是唯一的問題。就儀表放大器而言，有兩個影響器件CMR的因素。第一個也是最重要的因素是，涉及第三個放大器（圖1，A3）電阻比率的平衡問題。例如，如果R1等于R3，R2等于R4，則理想狀況下的三運放儀表放大器CMR為無窮大。然而，我們還是要回到現(xiàn)實世界中來，研究R1、R2、R3 和R4與儀表放大器CMR的關(guān)系。 具體而言，將R1：R2同R3：R4匹配至關(guān)重要。結(jié)合A3，這4個電阻從A1和A2的輸出減去并增益信號。電阻比之間的錯配會在A3輸出端形成

3、誤差。方程式2在這些電阻關(guān)系方面會形成CMR誤差： 例如，如果R1、R2、R3和R4接近相同值，且R3：R4等于R1/R2的1.001，則該0.1%錯配會帶來儀表放大器CMR的降低，從理想水平降至66dB級別。 根據(jù)方程式1，儀表放大器CMR隨系統(tǒng)增益的增加而增加。這是一個非常好的特性。方程式1可能會激發(fā)儀表放大器設(shè)計人員確保有許多可用增益，但是這種方法存在一定的局限性。A1和A2開環(huán)增益誤差和噪聲。放大器的開環(huán)增益等于20log(VOUT/VOS)。隨著A1和A2增益的增加，放大器開環(huán)增益失調(diào)誤差也隨之增加。A1和A2的輸出振幅變化一般涵蓋電源軌。儀表放大器增益更高的情況下，運算放大器的開環(huán)

4、增益誤差和噪聲占主導(dǎo)。通過RSS公式，這些誤差降低了更高增益下的儀表CMR。因此，您會看到儀表放大器的CMR性能值往往會在更高增益時達到最大值。 因此，從CMR角度來看，儀表放大器就像是一個在不同系統(tǒng)增益下器件各部分都誘發(fā)CMR誤差的系統(tǒng)。當您對器件的內(nèi)部原理進行研究時，它便不再如此神秘。您把各個部分都分開來，就會一目了然。實用噪聲放大器原理時間：2010-06-23 12:14:46 來源： 作者：IC的噪聲有兩種類型：一種是外部噪聲，來源于IC外部；另一種是內(nèi)部噪聲，來源于器件本身。外部噪聲一些工程師認為外部噪聲不應(yīng)該被稱為噪聲，因為它不是隨機產(chǎn)生的，使用“干擾”一詞也許更恰當。首先，簡單

5、談?wù)勅N外部噪聲的主要來源：RFI耦合環(huán)境中充斥著各種電磁波，雖然這些射頻干擾信號通常在目標帶寬以外，但器件的非線性有時會調(diào)整這些信號，將其帶入目標區(qū)域中。特別是連接傳感器的引線較長時，噪聲一般會從輸入引線進入電路。抑制射頻干擾的辦法包括：輸入端濾波、屏蔽和采用雙絞線輸入。電源噪聲電子電路抑制電源線信號的能力有限，尤其是頻率較高時，因此必須先消除電源線上的高頻干擾，使其無法到達低噪聲電路?？梢詫﹄娫催M行適當濾波以及IC本身采取良好的旁路措施來實現(xiàn)。敏感模擬電路與數(shù)字邏輯應(yīng)采用不同的電源，至少應(yīng)深度濾波。接地環(huán)路我們經(jīng)?？梢詮脑韴D上看到很多的接地符號，但必須注意，在實際電路中任何兩點的電位都不

6、可能完全相等，電流會流經(jīng)地線，從而產(chǎn)生電位差。必須考慮電流如何流動，并將高電流路徑與敏感電路隔離。例如，實用新型接地配置，或者將模擬地層與數(shù)字地層接在一個點上。內(nèi)部噪聲內(nèi)部噪聲來源于信號鏈中的電路元件，IC數(shù)據(jù)手冊中相關(guān)的性能規(guī)格就是針對這種噪聲。典型的內(nèi)部噪聲源包括傳感器、電阻、放大器和模數(shù)轉(zhuǎn)換器。電阻噪聲電阻噪聲分為兩類：一是內(nèi)部熱噪聲，這種噪聲與電阻構(gòu)造無關(guān)，僅取決于總電阻、溫度和帶寬，它與所施加的信號無關(guān)；二是附加電流噪聲，通常被稱為過量噪聲，它取決于電阻的構(gòu)造，與熱噪聲不同，電阻電流噪聲與所施加的電壓有關(guān)。薄膜電阻和繞線電阻具有出色的電流噪聲性能，其噪聲主要是內(nèi)部熱噪聲。炭核電阻則不

7、然，一般認為其噪聲性能較差，在之后的討論中我們將假設(shè)在低噪聲設(shè)計中使用高質(zhì)量薄膜電阻，因此可以忽略電流噪聲，只專注于熱噪聲。理想電阻的熱噪聲公式為：可以看出，熱噪聲取決于溫度、電阻、帶寬和波爾茲曼常數(shù)。但在實際設(shè)計中，并不要求記住這個公式，因為我們有一個非常方便的速算法。討論噪聲時，平方根符號會一再出現(xiàn)，公式中含有一個常數(shù)項，即波爾茲曼常數(shù)k。第二項是溫度，請注意，噪聲隨溫度升高而增大，此溫度的單位為k，因此溫度對噪聲的影響可能不如想象那般大。多數(shù)工程師會忽略溫度對噪聲的影響，請記住你所看到的噪聲規(guī)格僅針對室溫有效。第三項是電阻值，最后一項是帶寬。應(yīng)該記住這個公式，1k電阻在室溫下的熱噪聲為，

8、即無論從事何種噪聲相關(guān)工作，這一算式都將使您永遠受益。這個速算公式可以方便地應(yīng)用于其他電阻值。放大器噪聲圖1所示為放大器噪聲模型。放大器噪聲分為兩類：一種是電壓噪聲（VX），另一種是電流噪聲（IX）。在實際電路中，放大器由許多晶體管組成，所有這些晶體管都有噪聲。幸運的是，所有晶體管的噪聲都可以折合到放大器的輸入端。圖1 放大器噪聲模型電壓噪聲規(guī)格在數(shù)據(jù)手冊中，通常以兩種方式表示，分別是和。查看數(shù)據(jù)手冊中的噪聲特性時，必須了解它是被折合到輸入端還是輸出端。大部分放大器的噪聲特性被折合到輸入端，對于運算放大器數(shù)據(jù)手冊，這幾乎是默認的習(xí)慣算法。但對于其他類型的固定增益放大器（如差動放大器），噪聲可能

9、被折合到輸出端。請注意，這種輸入噪聲會被放大器放大。例如，對于同相增益為10的放大器，輸出端的噪聲將是指標中給出的噪聲的10倍。一些電路配置的噪聲增益可能大于信號增益，反相配置就是一個很好的例子。信號增益為-1的反相配置，其噪聲增益實際上為2。為了確定實際噪聲增益，請將所有外部電壓源短路，同時可以將噪聲放大器的RTI噪聲看做出現(xiàn)在放大器正輸入端的噪聲，如果以這一假設(shè)分析電路，應(yīng)當能夠確定噪聲所接受的增益。儀表放大器的噪聲特性與運算放大器稍有不同，對于運算放大器，所有內(nèi)部晶體管噪聲都可以折合到輸入端，換言之，所有噪聲源都會按增益比例縮放。儀表放大器則不然，電路中的一些噪聲會按增益比例進行縮放，其

10、他噪聲則與增益無關(guān)，這里與增益噪聲相關(guān)的噪聲量顯示為eNI，與增益無關(guān)的噪聲量顯示為eNO。數(shù)據(jù)手冊中有二者關(guān)系公式。除電壓噪聲外，放大器還具有電流噪聲。如果輸入端有電阻，電流噪聲將與之相互作用，產(chǎn)生電壓噪聲。譬如，大多數(shù)源電壓具有一定的電阻。畢竟，將高阻抗信號源轉(zhuǎn)換為低阻抗信號源是使用運算放大器的原因之一。電流噪聲流經(jīng)與放大器相連的電阻，產(chǎn)生電壓噪聲。一般來說，放大器的輸入偏置電流越高，則電流噪聲越高。圖2顯示具有一定源電阻的電壓跟隨器配置，運算放大器的電流噪聲會與信號源電阻相互作用，在輸出端產(chǎn)生一定的額外噪聲。圖3顯示反饋路徑中的電阻如何與電流噪聲相互作用，電流噪聲流經(jīng)反饋電阻的并聯(lián)組合，

11、在輸入端產(chǎn)生一個額外噪聲源，然后此噪聲源經(jīng)放大器放大到達輸出端。圖2 具有一定源電阻的電壓跟隨器配置圖3 反饋路徑中電阻與電流噪聲的相互作用模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）噪聲有時候模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）數(shù)據(jù)手冊以Vrms或VP-P的形式提供噪聲特性，但大多數(shù)情況下，該特性用噪聲相對于ADC最大滿量程的關(guān)系來表示，規(guī)定為信噪比（SNR）。數(shù)據(jù)手冊中的噪聲指標，偶爾也包括失真特性及信納比。緊急情況下，可以使用文中提供的理想公式，但這是理論限值，永遠比實際值要好。這里的公式顯示ADC的SNR數(shù)值與Vrms數(shù)值之間的換算關(guān)系，以便比較ADC與放大器的噪聲。有一點必須注意，要確保使用ADC最大輸入范圍內(nèi)的均方根噪聲

12、。峰峰值噪聲和RMS噪聲峰峰值噪聲Vrms指波形中波峰與波谷點之間的距離，它僅取決于兩個點，有利也有弊。有利的一面是非常容易計算，只需將最大點減去最小點；不利的一面是復(fù)驗性不強，不太精確。噪聲是一個隨機過程，因此，這種測量實際上依賴于噪聲波形的極值。采集數(shù)據(jù)的時間越長，則越有可能獲得極值。均方根值噪聲使用波形中的所有點，比峰峰值噪聲精確得多，測量的點越多，均方根數(shù)值越精確。不利的一面是，由于要使用所有點，因此計算時間較長。關(guān)于峰峰值和均方根值測量有一點需要注意，它們會隨帶寬發(fā)生較大變化，對于同一放大器，帶寬越低，噪聲也越低。圖4清楚顯示了這一點。實驗中，我們測量了儀表放大器AD8222在多個不

13、同帶寬時的噪聲，可以清楚的看到帶寬對于噪聲的影響之大。帶寬每提高十倍，噪聲增加三倍。由于這些測量依賴于帶寬，因此有幾點需要注意：首先，需要了解電路的帶寬特性，需要確保測量儀器的帶寬高于電路的帶寬，只有這樣，才能獲得精確的讀數(shù)。此外，使用數(shù)字萬用表時，規(guī)定均方根值噪聲或峰峰值噪聲時，同時必須明確特定的帶寬。對于絕大多數(shù)數(shù)據(jù)手冊，帶寬為0.1Hz至10Hz頻帶。圖4 AD8222在多個不同帶寬時的噪聲頻譜密度圖使均方根測量更進一步，它實際上是將噪聲測量分為不同的區(qū)間，這樣便可以明確哪些頻率具有較多的噪聲成分。圖5來自AD8295數(shù)據(jù)手冊，顯示了許多測量的平均組合值。由于頻譜密度圖將測量分為許多區(qū)間

14、，因此需要大量的數(shù)據(jù)才能獲得一張清晰的圖。圖5 AD8295的頻譜密度圖在較低頻率時，大多數(shù)放大器的噪聲曲線會斜升，噪聲密度與頻率成反比，因此將它稱為1/f噪聲。如果沿1/f斜率畫一條直線，與水平噪聲線相交，就可以得到1/f轉(zhuǎn)折頻率。噪聲計算噪聲的加法規(guī)則為噪聲的平方和，假設(shè)噪聲源不相關(guān)，這一假設(shè)在絕大多數(shù)情況下是成立的，噪聲的乘法和除法規(guī)則與一般信號相同。第一，在噪聲計算時，有幾點需要注意：室溫下，1k電阻對應(yīng)于的噪聲，這一速算公式可以方便地應(yīng)用于其他電阻值，只需乘以電阻的平方根。第二，在對信號源求和時，可以忽略較小的項。噪聲加法規(guī)則為平方和，如果一個噪聲信號只有主導(dǎo)噪聲信號的1/5，則其貢

15、獻的額外噪聲只有1/25。第三點是對第一點的擴展，如果第一增益級的增益足夠大，則可以忽略其后的一切噪聲。低噪聲系統(tǒng)的設(shè)計技巧低噪聲系統(tǒng)設(shè)計的第一個竅門是在前級應(yīng)用中盡可能多的增益，圖6顯示的是一個放大器前端的兩個例子，增益為10?？梢钥闯觯瑢⑺性鲆鎽?yīng)用于第一級，比將增益分布于兩級要好得多。請注意，有時最佳帶寬性能的要求可能與最佳噪聲性能的要求相沖突。對于帶寬，我們希望每個增益級具有近似的增益，而對于噪聲，我們則希望第一級具有全部的增益。圖6 放大器前端第二個竅門是注意源阻抗。這樣做有兩個原因：第一，源阻抗越大，則系統(tǒng)噪聲越大；第二，放大器必須與源阻抗匹配良好，如果源阻抗較高，電流噪聲噪聲特性

16、可能比電壓噪聲特性更重要。第三個竅門是要注意反饋電阻，如果選擇超低噪聲運算放大器，卻使用很大的反饋電阻，則不可能實現(xiàn)低噪聲電路，在同相（圖7）或反相配置中，注意反饋電阻相當于折合到輸出端的噪聲源。而其他電阻則相當于輸入端的電壓源，更準確的說，是反相配置輸入端的電壓源。前文已經(jīng)談到，設(shè)計低噪聲系統(tǒng)時，第一級應(yīng)用有高增益，這種情況下Rg噪聲占主導(dǎo)地位。圖7 同相運算放大器的噪聲模型差動放大器構(gòu)成精密電流源的核心 時間：2010-06-23 10:52:22 來源： 作者：趙延輝、Reem Malik、廖文帥許多應(yīng)用利用精密電流源提供恒定電流，包括工業(yè)過程控制、儀器儀表、醫(yī)療設(shè)備和消費電子產(chǎn)品。例如

17、，過程控制系統(tǒng)利用電流源提供電阻溫度檢測器(RTD)所需的激勵電流；數(shù)字萬用表利用電流源測量未知電阻、電容和二極管；長距離信息傳輸廣泛使用電流源來驅(qū)動4mA至20mA電流環(huán)路。圖1 差動放大器和運算放大器構(gòu)成精密電流源精密電流源傳統(tǒng)上采用運算放大器、電阻和其它分立器件構(gòu)建，但存在尺寸、精度和溫度漂移等方面的不足?，F(xiàn)在，高精度、低功耗、低成本集成差動放大器（例如AD8276）的出現(xiàn)，使得尺寸更小、性能更高的電流源變成現(xiàn)實，如圖1所示。反饋緩沖器使用低失調(diào)、低偏置電流放大器，例如AD8538、AD8603、AD8605、AD8628、AD8655、AD8661、AD8663、OP177或OP117

18、7，具體取決于所需電流范圍。輸出電流可以通過下式計算：最大輸出電流受以下因素限制：運算放大器輸入范圍、差動放大器輸出范圍以及差動放大器SENSE引腳電壓范圍。必須滿足下列三個條件： SENSE引腳可以耐受幾乎為電源兩倍的電壓，因此第二個限制條件相當寬松。2.5V至36V的寬電源電壓范圍使得AD8276成為許多應(yīng)用的理想之選。A級和B級的最大增益誤差分別為0.05%和0.02%，因此電流源精度最高可達0.02%。配置變化對于可以接受稍大誤差的低成本應(yīng)用，可以移除反饋緩沖器以簡化電路，如圖2所示。圖2 去掉反饋放大器的簡化電路如果所需輸出電流小于AD8276的輸出能力15 mA，則可去掉升壓晶體管，如圖3所示。如果低電流和降低精度均能接受，則可采用更為簡單的低成本配置，如圖4所示。圖3 針對低電流應(yīng)用的簡化電路圖4 針對低成本、低電流應(yīng)用的簡化電路圖5所示的拓撲結(jié)構(gòu)可以用于高電流、高精度應(yīng)用，運算放大器輸入范圍無限制。圖5 差動放大器和匹配電阻構(gòu)成精密電流源外部電阻R1和R2應(yīng)具有超高精度和匹配度，否則輸出電流將隨負載而變化，由此產(chǎn)生的誤差無法通過軟件來校正。外圍器件 輸入電壓VREF可以是DAC輸出、基準電壓源或傳感器輸出。如果需要可編程電流源，推薦使用