MOSFET和IGBT區(qū)別

1、MOSFET和IGBT區(qū)別MOSFET和IGBT內(nèi)部結(jié)構(gòu)不同,決定了其應(yīng)用領(lǐng)域的不同.1,由于MOSFET的結(jié)構(gòu),通常它可以做到電流很大,可以到上KA,但是前提耐壓能力沒有IGBT強。2,IGBT可以做很大功率,電流和電壓都可以,就是一點頻率不是太高,目前IGBT硬開關(guān)速度可以到100KHZ,那已經(jīng)是不錯了.不過相對于MOSFET的工作頻率還是九牛一毛,MOSFET可以工作到幾百KHZ,上MHZ,以至幾十MHZ,射頻領(lǐng)域的產(chǎn)品. 3,就其應(yīng)用,根據(jù)其特點:MOSFET應(yīng)用于開關(guān)電源,鎮(zhèn)流器,高頻感應(yīng)加熱,高頻逆變焊機,通信電源等等高頻電源領(lǐng)域;IGBT集中應(yīng)用于焊機,逆變器,變頻器,電鍍電解電

2、源,超音頻感應(yīng)加熱等領(lǐng)域 開關(guān)電源 (Switch Mode Power Supply；SMPS) 的性能在很大程度上依賴于功率半導(dǎo)體器件的選擇，即開關(guān)管和整流器。雖然沒有萬全的方案來解決選擇IGBT還是MOSFET的問題，但針對特定SMPS應(yīng)用中的IGBT 和 MOSFET進行性能比較，確定關(guān)鍵參數(shù)的范圍還是能起到一定的參考作用。本文將對一些參數(shù)進行探討，如硬開關(guān)和軟開關(guān)ZVS (零電壓轉(zhuǎn)換) 拓?fù)渲械拈_關(guān)損耗，并對電路和器件特性相關(guān)的三個主要功率開關(guān)損耗導(dǎo)通損耗、傳導(dǎo)損耗和關(guān)斷損耗進行描述。此外，還通過舉例說明二極管的恢復(fù)特性是決定MOSFET 或 IGBT導(dǎo)通開關(guān)損耗的主要因素，討論二極

3、管恢復(fù)性能對于硬開關(guān)拓?fù)涞挠绊?。?dǎo)通損耗除了IGBT的電壓下降時間較長外，IGBT和功率MOSFET的導(dǎo)通特性十分類似。由基本的IGBT等效電路（見圖1）可看出，完全調(diào)節(jié)PNP BJT集電極基極區(qū)的少數(shù)載流子所需的時間導(dǎo)致了導(dǎo)通電壓拖尾（voltage tail）出現(xiàn)。這種延遲引起了類飽和 (Quasi-saturation) 效應(yīng)，使集電極/發(fā)射極電壓不能立即下降到其VCE(sat)值。這種效應(yīng)也導(dǎo)致了在ZVS情況下，在負(fù)載電流從組合封裝的反向并聯(lián)二極管轉(zhuǎn)換到 IGBT的集電極的瞬間，VCE電壓會上升。IGBT產(chǎn)品規(guī)格書中列出的Eon能耗是每一轉(zhuǎn)換周期Icollector與VCE乘積的時間積

4、分，單位為焦耳，包含了與類飽和相關(guān)的其他損耗。其又分為兩個Eon能量參數(shù)，Eon1和Eon2。Eon1是沒有包括與硬開關(guān)二極管恢復(fù)損耗相關(guān)能耗的功率損耗；Eon2則包括了與二極管恢復(fù)相關(guān)的硬開關(guān)導(dǎo)通能耗，可通過恢復(fù)與IGBT組合封裝的二極管相同的二極管來測量，典型的Eon2測試電路如圖2所示。IGBT通過兩個脈沖進行開關(guān)轉(zhuǎn)換來測量Eon。第一個脈沖將增大電感電流以達致所需的測試電流，然后第二個脈沖會測量測試電流在二極管上恢復(fù)的Eon損耗。這種延遲引起了類飽和 (Quasi-saturation) 效應(yīng)，使集電極/發(fā)射極電壓不能立即下降到其VCE(sat)值。這種效應(yīng)也導(dǎo)致了在ZVS情況下，在負(fù)

5、載電流從組合封裝的反向并聯(lián)二極管轉(zhuǎn)換到 IGBT的集電極的瞬間，VCE電壓會上升。IGBT產(chǎn)品規(guī)格書中列出的Eon能耗是每一轉(zhuǎn)換周期Icollector與VCE乘積的時間積分，單位為焦耳，包含了與類飽和相關(guān)的其他損耗。其又分為兩個Eon能量參數(shù)，Eon1和Eon2。Eon1是沒有包括與硬開關(guān)二極管恢復(fù)損耗相關(guān)能耗的功率損耗；Eon2則包括了與二極管恢復(fù)相關(guān)的硬開關(guān)導(dǎo)通能耗，可通過恢復(fù)與IGBT組合封裝的二極管相同的二極管來測量，典型的Eon2測試電路如圖2所示。IGBT通過兩個脈沖進行開關(guān)轉(zhuǎn)換來測量Eon。第一個脈沖將增大電感電流以達致所需的測試電流，然后第二個脈沖會測量測試電流在二極管上恢復(fù)

6、的Eon損耗。假定在導(dǎo)通時，F(xiàn)ET電流上升到10A，根據(jù)圖3中25的那條曲線，為了達到10A的值，柵極電壓必須從5.2V轉(zhuǎn)換到6.7V，平均GFS為10A/(6.7V-5.2V)=6.7m。把平均GFS值運用到公式1中，得到柵極驅(qū)動電壓Vdrive=10V，所需的 di/dt=600A/s，F(xiàn)CP11N60典型值VGS(avg)=6V，Ciss=1200pF；于是可以計算出導(dǎo)通柵極驅(qū)動阻抗為37。由于在圖3的曲線中瞬態(tài)GFS值是一條斜線，會在Eon期間出現(xiàn)變化，意味著di/dt也會變化。呈指數(shù)衰減的柵極驅(qū)動電流Vdrive和下降的Ciss作為VGS的函數(shù)也進入了該公式，表現(xiàn)具有令人驚訝的線性電

7、流上升的總體效應(yīng)。同樣的，IGBT也可以進行類似的柵極驅(qū)動導(dǎo)通阻抗計算，VGE(avg) 和 GFS可以通過IGBT的轉(zhuǎn)換特性曲線來確定，并應(yīng)用VGE(avg)下的CIES值代替Ciss。計算所得的IGBT導(dǎo)通柵極驅(qū)動阻抗為100，該值比前面的37高，表明IGBT GFS較高，而CIES較低。這里的關(guān)鍵之處在于，為了從MOSFET轉(zhuǎn)換到IGBT，必須對柵極驅(qū)動電路進行調(diào)節(jié)。傳導(dǎo)損耗需謹(jǐn)慎在比較額定值為600V的器件時，IGBT的傳導(dǎo)損耗一般比相同芯片大小的600 V MOSFET少。這種比較應(yīng)該是在集電極和漏極電流密度可明顯感測，并在指明最差情況下的工作結(jié)溫下進行的。例如，F(xiàn)GP20N6S2

8、SMPS2 IGBT 和 FCP11N60 SuperFET均具有1/W的RJC值。圖4顯示了在125的結(jié)溫下傳導(dǎo)損耗與直流電流的關(guān)系，圖中曲線表明在直流電流大于2.92A后，MOSFET的傳導(dǎo)損耗更大。不過，圖4中的直流傳導(dǎo)損耗比較不適用于大部分應(yīng)用。同時，圖5中顯示了傳導(dǎo)損耗在CCM (連續(xù)電流模式)、升壓PFC電路，125的結(jié)溫以及85V的交流輸入電壓Vac和400 Vdc直流輸出電壓的工作模式下的比較曲線。圖中，MOSFET-IGBT的曲線相交點為2.65A RMS。對PFC電路而言，當(dāng)交流輸入電流大于2.65A RMS時，MOSFET具有較大的傳導(dǎo)損耗。2.65A PFC交流輸入電流

9、等于MOSFET中由公式2計算所得的2.29A RMS。MOSFET傳導(dǎo)損耗、I2R，利用公式2定義的電流和MOSFET 125的RDS(on)可以計算得出。把RDS(on)隨漏極電流變化的因素考慮在內(nèi)，該傳導(dǎo)損耗還可以進一步精確化，這種關(guān)系如圖6所示。一篇名為“如何將功率MOSFET的RDS(on)對漏極電流瞬態(tài)值的依賴性包含到高頻三相PWM逆變器的傳導(dǎo)損耗計算中”的IEEE文章描述了如何確定漏極電流對傳導(dǎo)損耗的影響。作為ID之函數(shù)，RDS(on)變化對大多數(shù)SMPS拓?fù)涞挠绊懞苄　＠?，在PFC電路中，當(dāng)FCP11N60 MOSFET的峰值電流ID為11A兩倍于5.5A (規(guī)格書中RDS(

10、on) 的測試條件) 時，RDS(on)的有效值和傳導(dǎo)損耗會增加5。在MOSFET傳導(dǎo)極小占空比的高脈沖電流拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，應(yīng)該考慮圖6所示的特性。如果FCP11N60 MOSFET工作在一個電路中，其漏極電流為占空比7.5%的20A脈沖 (即5.5A RMS)，則有效的RDS(on)將比5.5A（規(guī)格書中的測試電流）時的0.32歐姆大25%。式2中，Iacrms是PFC電路RMS輸入電流；Vac是 PFC 電路RMS輸入電壓；Vout是直流輸出電壓。在實際應(yīng)用中，計算IGBT在類似PFC電路中的傳導(dǎo)損耗將更加復(fù)雜，因為每個開關(guān)周期都在不同的IC上進行。IGBT的VCE(sat)不能由一個阻抗表示

11、，比較簡單直接的方法是將其表示為阻抗RFCE串聯(lián)一個固定VFCE電壓，VCE(ICE)=ICE×RFCE+VFCE。于是，傳導(dǎo)損耗便可以計算為平均集電極電流與VFCE的乘積，加上RMS集電極電流的平方，再乘以阻抗RFCE。圖5中的示例僅考慮了CCM PFC電路的傳導(dǎo)損耗，即假定設(shè)計目標(biāo)在維持最差情況下的傳導(dǎo)損耗小于15W。以FCP11N60 MOSFET為例，該電路被限制在5.8A，而FGP20N6S2 IGBT可以在9.8A的交流輸入電流下工作。它可以傳導(dǎo)超過MOSFET 70% 的功率。雖然IGBT的傳導(dǎo)損耗較小，但大多數(shù)600V IGBT都是PT (Punch Through，

12、穿透) 型器件。PT器件具有NTC (負(fù)溫度系數(shù))特性，不能并聯(lián)分流?；蛟S，這些器件可以通過匹配器件VCE(sat)、VGE(TH) (柵射閾值電壓) 及機械封裝以有限的成效進行并聯(lián)，以使得IGBT芯片們的溫度可以保持一致的變化。相反地，MOSFET具有PTC (正溫度系數(shù))，可以提供良好的電流分流。關(guān)斷損耗 問題尚未結(jié)束在硬開關(guān)、鉗位感性電路中，MOSFET的關(guān)斷損耗比IGBT低得多，原因在于IGBT 的拖尾電流，這與清除圖1中PNP BJT的少數(shù)載流子有關(guān)。圖7顯示了集電極電流ICE和結(jié)溫Tj的函數(shù)Eoff，其曲線在大多數(shù)IGBT數(shù)據(jù)表中都有提供。 這些曲線基于鉗位感性電路且測試電壓相同，

13、并包含拖尾電流能量損耗。圖2顯示了用于測量IGBT Eoff的典型測試電路， 它的測試電壓，即圖2中的VDD，因不同制造商及個別器件的BVCES而異。在比較器件時應(yīng)考慮這測試條件中的VDD，因為在較低的VDD鉗位電壓下進行測試和工作將導(dǎo)致Eoff能耗降低。降低柵極驅(qū)動關(guān)斷阻抗對減小IGBT Eoff損耗影響極微。如圖1所示，當(dāng)?shù)刃У亩鄶?shù)載流子MOSFET關(guān)斷時，在IGBT少數(shù)載流子BJT中仍存在存儲時間延遲td(off)I。不過，降低Eoff驅(qū)動阻抗將會減少米勒電容 (Miller capacitance) CRES和關(guān)斷VCE的 dv/dt造成的電流注到柵極驅(qū)動回路中的風(fēng)險，避免使器件重新偏

14、置為傳導(dǎo)狀態(tài)，從而導(dǎo)致多個產(chǎn)生Eoff的開關(guān)動作。ZVS和ZCS拓?fù)湓诮档蚆OSFET 和 IGBT的關(guān)斷損耗方面很有優(yōu)勢。不過ZVS的工作優(yōu)點在IGBT中沒有那么大，因為當(dāng)集電極電壓上升到允許多余存儲電荷進行耗散的電勢值時，會引發(fā)拖尾沖擊電流Eoff。ZCS拓?fù)淇梢蕴嵘畲蟮腎GBT Eoff性能。正確的柵極驅(qū)動順序可使IGBT柵極信號在第二個集電極電流過零點以前不被清除，從而顯著降低IGBT ZCS Eoff 。MOSFET的 Eoff能耗是其米勒電容Crss、柵極驅(qū)動速度、柵極驅(qū)動關(guān)斷源阻抗及源極功率電路路徑中寄生電感的函數(shù)。該電路寄生電感Lx (如圖8所示) 產(chǎn)生一個電勢，通過限制電流速度下降而增加關(guān)斷損耗。在關(guān)斷時，電流下降速度di/dt由Lx和VGS(th)決定。如果Lx=5nH，VGS(th)=4V，則最大電流下降速度為VGS（th）/Lx=800A/s?？偨Y(jié)：在選用功率開關(guān)器件時，并沒有萬全的解決方案，電路拓?fù)?、工作頻率、環(huán)境溫度和物理尺寸，所有這些約束都會在做出最佳選擇時起著作用。在具有最小Eon損耗的ZVS 和 ZCS應(yīng)用中，MOSFET由于具有較快的開關(guān)