第2章開關(guān)電源的基本原理2000

1、第二章開關(guān)電源的基本原理2.1 開關(guān)整流器的分類與構(gòu)成2.1.1 開關(guān)整流器的發(fā)展過程開關(guān)整流器的出現(xiàn)是市場(chǎng)經(jīng)濟(jì)的產(chǎn)物。一方面石油危機(jī)發(fā)生,節(jié)能浪潮涌來,因此電源的高效率被提出來;另一方面功率器件和 IC 芯片的開發(fā)成功必須尋找市場(chǎng),從而導(dǎo)致開關(guān)電源發(fā)展猛進(jìn),迅速取代相控、串聯(lián)式及其它耗能型的電源。可以預(yù)見小型化、高頻化帶來高效率型的開關(guān)電源將會(huì)不斷發(fā)展,利用表面貼裝技術(shù)的電源產(chǎn)品也會(huì)得到發(fā)展,同時(shí),利用自然資源的電源設(shè)備也將取得進(jìn)一步的發(fā)展。在開關(guān)電源的整個(gè)發(fā)展過程中, 大致有下面一些問題:小型化的障礙是“噪聲”,新的小型化使技術(shù)人員的目光集中到對(duì)噪聲的挑戰(zhàn)中來,這樣一來輸入整流濾波部分約占

2、整個(gè)面積的1/3,非常難處理。高頻化與小型化在一定范圍內(nèi)是相應(yīng)的關(guān)系, 但是過高的頻率帶來的額外的“噪聲”處理措施, 反而會(huì)使設(shè)計(jì)更復(fù)雜,器件更多,而體積卻不一定更小。主器件的選擇原則:功率開關(guān)器件:開關(guān)管主要采用 MOSFET,其優(yōu)點(diǎn)是少數(shù)載流子導(dǎo)電,開關(guān)速度快,幾百KHz均可應(yīng)用;輸入阻抗高,驅(qū)動(dòng)功率小;漏源間的通態(tài)電阻為正溫度系數(shù),可直接多管并聯(lián),無需加均流措施。缺點(diǎn)是飽和壓降較高?，F(xiàn)在已采用一種新型的開關(guān)組合方式MOSFET 和IGBT 并聯(lián),可解決飽和壓降較高的問題,同時(shí)滿足容量大,損耗小的要求。高頻變壓器: 磁芯采用鐵氧體或非晶態(tài)材料。整流二極管: 采用快恢復(fù)軟特性二極管, 如IR

3、、APT、philips等公司的產(chǎn)品。高頻電容: 要求等效串聯(lián)電阻小,峰值電流要適當(dāng)大,發(fā)熱少,溫升低,便于多個(gè)并聯(lián)。對(duì)于電容器來講,使用頻率越高,表現(xiàn)的容量越小,電容器兩端的直流電壓與交流峰值電壓之和需小于浪涌電壓額定值。一般來講應(yīng)具有:耐高的紋波電壓、耐高溫、耐高的峰值電流、小型化、高頻化。選擇合適的高頻電容器就能保證整流器的長(zhǎng)工作壽命。2.1.2 開關(guān)整流器基本構(gòu)成原理及特點(diǎn)(1)開關(guān)電源基本電路框圖基本框圖如圖2.1 所示:圖2.1 開關(guān)電源基本構(gòu)成框圖輸入回路的作用是將交流輸入電壓整流濾波變?yōu)檩^平滑的高壓直流電壓；功率變換器的作用是將高壓直流電壓轉(zhuǎn)換為頻率大于 20KHz的高頻脈沖電

4、壓；整流濾波電路的作用是將高頻的脈沖電壓轉(zhuǎn)換為穩(wěn)定的直流輸出電壓;開關(guān)電源控制器的作用是將輸出直流電壓取樣, 來控制功率開關(guān)器件的驅(qū)動(dòng)脈沖的寬度,從而調(diào)整開通時(shí)間以使輸出電壓可調(diào)且穩(wěn)定。從框圖中可見,由于高頻變壓器取代了笨重的工頻(50Hz)變壓器,從而使穩(wěn)壓電源的體積和重量大大減小。(2)開關(guān)電源特點(diǎn)重量輕, 體積小采用高頻技術(shù)，去掉了工頻變壓器,與相控整流器相比較,在輸出同等功率的情況下,開關(guān)整流器的體積只是相控整流器的1/10,重量也接近 1/10。功率因數(shù)高相控整流器的功率因數(shù)隨可控硅導(dǎo)通角的變化而變化，一般在全導(dǎo)通時(shí),可接近 0.7 以上,而小負(fù)載時(shí),僅為 0.3 左右。經(jīng)過校正的開

5、關(guān)電源功率因數(shù)一般在 0.93 以上,并且基本不受負(fù)載變化的影響(對(duì)20%以上負(fù)載)。噪音低在相控整流設(shè)備中,工頻變壓器及濾波電感工作時(shí)產(chǎn)生的噪聲較大,一般大于60dB。而開關(guān)電源在無風(fēng)扇的情況下噪聲低于 50dB 。效率高開關(guān)電源采用的功率器件一般功耗較小,帶功率因數(shù)補(bǔ)償?shù)拈_關(guān)電源其整機(jī)效率可達(dá) 88% 以上, 較好的可做到 91% 左右。沖擊電流小開機(jī)沖擊電流可限制在額定輸入電流的水平。模塊式結(jié)構(gòu)由于體積小, 重量輕, 可設(shè)計(jì)為模塊式結(jié)構(gòu),目前的水平是一個(gè)2米高的19機(jī)架容量可達(dá) 48V/1000A 以上, 輸出功率約為 60KW。2.1.3 基本分類目前開關(guān)整流器的分類主要有兩類: 一類

6、是采用硬開關(guān)技術(shù)設(shè)計(jì)的整流器,一般稱之為SMR(Switching mode Recitifier);二是采用軟開關(guān)技術(shù)設(shè)計(jì)的整流器,主要指諧振型開關(guān)整流器。下面簡(jiǎn)要介紹這兩類開關(guān)技術(shù)。硬開關(guān)技術(shù), 通常所指的開關(guān)整流器 SMR, 就是采用硬開關(guān)技術(shù)設(shè)計(jì)的。其主要特點(diǎn)是: 開關(guān)整流器中的功率開關(guān)器件工作在強(qiáng)迫關(guān)斷(即電流不為零)和強(qiáng)迫導(dǎo)通(即電壓不為零)方式。顯然, 采用硬開關(guān)技術(shù)設(shè)計(jì)的開關(guān)整流器, 在開關(guān)器件的導(dǎo)通和截止期間存在一定的功率損耗。另外, 其開關(guān)頻率的提高也受到限制,一般控制在300KHz 以下。目前,硬開關(guān)技術(shù)已完全成熟, 如何減少開關(guān)器件的損耗,從而提高整機(jī)的效率的許多有效的

7、措施, 包括很多專利技術(shù),都證明是行之有效的。比較好的水平是整機(jī)效率達(dá)可到91%以上。由于硬開關(guān)技術(shù)具備技術(shù)成熟,對(duì)高頻信號(hào)干擾的處理方式完善, 尤其是主回路可靠, 制造成本易于控制等優(yōu)點(diǎn),因此在今天的已經(jīng)廣泛應(yīng)用于市場(chǎng)的通信用開關(guān)整流器中, 硬開關(guān)技術(shù)仍然是主流。軟開關(guān)技術(shù), 即通常所指的諧振型整流器, 就是采用軟開關(guān)技術(shù)設(shè)計(jì)的。諧振型技術(shù)主要是利用 PWM 移相原理, 使各開關(guān)器件實(shí)現(xiàn)零電壓或零電流導(dǎo)通或截止,從而減少開關(guān)損耗, 提高開關(guān)頻率。目前小功率諧振型變換器的工作頻率可達(dá) 10MHz 以上水平。一般情況下, 如果利用變壓器漏感和開關(guān)管輸出電容作為諧振元件, 在全橋拓樸上滿足零電壓導(dǎo)

8、通形成ZVSPWM, 稱為軟開關(guān)技術(shù)。在大多數(shù)場(chǎng)合下, 我們按有源開關(guān)的過零開關(guān)方式分類,將諧振型開關(guān)技術(shù)分為零電流開關(guān)型ZCS 和零電壓開關(guān)型ZVS 兩大類。下面為諧振開關(guān)的兩種基本原理圖:圖a 電路為電壓諧振開關(guān),電壓通過開關(guān)兩端的諧振電容呈正弦波, 為了使電容器的積累電荷不致在開關(guān)接通時(shí)受損耗, 要進(jìn)行零電壓開閉。在全波型電路里,反向電流會(huì)因串聯(lián)二極管V1的阻隔作用, 從而生成反向諧振電壓。在半波型電路里, 開關(guān)管兩端則因并聯(lián)外加在晶體管上的反向二極管 V (有時(shí)是開關(guān)管的寄生二極管)的作用不會(huì)發(fā)生逆向電壓, 因此只有半波。圖b 電路為電流諧振開關(guān), 諧振用電感器與開關(guān)管串聯(lián)連接,通過零

9、電流的開閉進(jìn)行工作。在全波型電路里, 反向電流也會(huì)通過并聯(lián)在開關(guān)管上的二極管流動(dòng)。在半波型電路里, 二極管呈串聯(lián)連接, 以阻止開關(guān)管的逆向電流。圖2.2諧振開關(guān)基本原理圖b.電流諧振開關(guān)a.電壓諧振開關(guān)2.2 開關(guān)電源功率變換電路2.2.1 單端正激變換電路1. 基本工作原理正激式開關(guān)電源的核心部分是正激式直流直流變換器，基本電路如圖2.3所示:圖2.3 正激式直流變換器原理圖其工作過程如下：當(dāng)開關(guān)管 V1 導(dǎo)通時(shí), 輸入電壓 Uin 全部加到變換器初級(jí)線圈W1兩端, 去磁線圈 W1 上產(chǎn)生的感應(yīng)電壓則使二極管 V2 截止, 而次級(jí)線圈W2 上感應(yīng)的電壓使V3 導(dǎo)通,并將輸入電流的能量傳送給電

10、感L 0和電容C 及負(fù)載,與此同時(shí)在變壓器T 中建立起磁化電流, 當(dāng)V1 截止時(shí),V3 截止, L 0上的電壓極性反轉(zhuǎn)并通過續(xù)流二極管V4 繼續(xù)向負(fù)載供電,變壓器中的磁化電流則通過W1, V2 向輸入電源Uin 釋放而去磁,W1 具有箝位作用, 其上的電壓等于輸入電壓Uin,在V1 再次導(dǎo)通之前,T 中的去磁電流必須釋放到零, 即T 中的磁通必須復(fù)位,否則, 變壓器T 將發(fā)生飽和導(dǎo)致V1 損壞。通常W1=W1, 采用雙線并繞耦合方式。V1 的導(dǎo)通時(shí)間應(yīng)小于截止時(shí)間, 即占空比0.5,否則T 將飽和,這可從下面的推導(dǎo)來證明。見圖 2.4。在 0t1 時(shí),即 V1 導(dǎo)通期間Ton,此時(shí)W1激磁,有

11、:式中: B為運(yùn)行在Bm情況下的剩余磁感應(yīng)強(qiáng)度。在t1t2時(shí),即V1截止期間Toff,此時(shí)去磁,有:當(dāng)W1W1時(shí),比較上兩式則有:當(dāng) TonToff 時(shí), 則B1B, 此時(shí)鐵芯磁通量復(fù)位;當(dāng) TonToff 時(shí), 則 B1B, 即去磁電流未釋放到零,磁通量未復(fù)位而高于起始值,如此B必將趨向飽和。從圖 2.4 可得出V3、V4、L 中的電流最大值為:V1 電流最大值為: V1上最大電壓:V2上最大反向電壓:V3和V4上最大電壓:圖2.4 正激式直流-直流變換器波形圖Uo和Ui關(guān)系:當(dāng)需要較大的輸出功率時(shí), 一般采取電壓迭加式的雙正激開關(guān)電路,如圖2.5所示。1.電路特點(diǎn)(1) 兩個(gè)正激電路并聯(lián),

12、 T1和T2, 反相180驅(qū)動(dòng), 功率增大一倍, 輸出頻率增加一倍,紋波及動(dòng)態(tài)響應(yīng)改善;(2) K1和K2串聯(lián)(K3、K4),開關(guān)管耐壓減半;(3) 取消了反饋線圈,V1、V2、V3、V4為饋能路徑,降低了變壓器的制作工藝等要求;圖2.5 雙正激開關(guān)電路原理圖(4) 具有死區(qū)限制特性,兩部分電路不存在共態(tài)導(dǎo)通問題,可靠性較高。2.特性分析正激: 導(dǎo)通時(shí)輸入饋電給負(fù)載,截止時(shí)L供電給負(fù)載,謂之正激式。耐壓: 單管正激:開關(guān)管最大電壓為2Uin。雙管正激:開關(guān)管最大電壓為Uin。變壓器: 變壓器利用率不高(僅使用磁滯回曲線第一象限),工藝制作上要加饋能線圈。用途: 由于雙管正激并聯(lián)電路電路具有輸出

13、功率大,輸出方波頻率加倍,易于濾波,開關(guān)管耐壓減半約為輸入電壓Uin,取消變壓器饋能線圈等優(yōu)點(diǎn),因此,一般廣泛應(yīng)用于大功率變換電路中,被認(rèn)為是目前可靠性較高,制造不復(fù)雜的主要電路之一。2.2.2 單端反激變換電路1. 基本工作原理反激式開關(guān)電源中應(yīng)用最多的是自激型電路, 圖 2.6 為自激型反激式直流變換器的基本電路。圖2.6 反激式直流變換器原理圖工作過程:接通Uin,通過啟動(dòng)電路R1,R2 ,C2,V4在V1基極中流過小電流，初級(jí)線圈W1 啟動(dòng),在反饋線圈W1上產(chǎn)生一個(gè)感應(yīng)電壓,此電壓使基極電流進(jìn)一步增大,導(dǎo)致集電極電流進(jìn)一步增大,形成正反饋過程,使V1很快飽和。此時(shí),W2兩端電壓使V3反

14、偏,隨著V1集電極電流上升,R3上壓降增加，V1的基極電位由于穩(wěn)壓管V4而保持不變,故V1基極電流不斷減少,V1開始退出飽和區(qū)向截止?fàn)顟B(tài)轉(zhuǎn)換。V1的基極電流減少引起集電極電流減小,W1、W1及V2上的極性均發(fā)生顛倒,V1的基極電流進(jìn)一步減小,其集電極電流也隨之減小,形成正反饋過程,使V1很快截止。V1截止期間,由于W2 極性顛倒使V3導(dǎo)通,T在V1導(dǎo)通期間所存貯的磁能轉(zhuǎn)成電能而釋放,供給負(fù)載。當(dāng)磁能全部釋放完畢,W1上壓降為零,此時(shí)啟動(dòng)電路重新開始工作,周而復(fù)始,形成自激振蕩。圖 2.7 所示為自激型反激式電路的各電波形圖。從圖 2.7 中可見:UCEmaxUimaxnUomax整流二極管V3

15、上的最大反壓:周期T與輸入電壓及輸出電壓的關(guān)系式為:圖 2.7反激式直流變換器波形圖從上式中可見,當(dāng)Uin、Uo一定時(shí), f與Po成反比;當(dāng)Po、Uo一定時(shí),f與Uin成反比,屬于脈沖寬度與頻率混合調(diào)制,也是自激型電路的主要特征。變壓器初級(jí)電流與輸入電壓、輸出電壓的關(guān)系式為:從上式可見,當(dāng)Po、Uo一定時(shí),Uin增大,i1max減小;當(dāng)Uin、Uo為一定時(shí),i1max與Po(即Io)成正比;在Uin等于Uimin以及Po等于Pomax時(shí),i1max值最大。上述兩式為設(shè)計(jì)自激型電路的主要依據(jù)。輸出電壓與輸入電壓之間的關(guān)系為:.2. 特性分析反激式: 在V1導(dǎo)通期間V3反偏, V1截止時(shí)V3正偏,

16、 供給負(fù)載功率耐壓: V1 集電極承受最大電壓值: Vcemax=Uin+nUomax變壓器: 利用率不高(單方向)應(yīng)用: 一般用在小功率輸出場(chǎng)合2.2.3 推挽式功率變換電路1. 基本工作原理推挽式功率變換電路如圖2.8 所示。工作時(shí)兩個(gè)功率開關(guān)管 V1、V2交替導(dǎo)通或截止。當(dāng)V1 和V2 分別導(dǎo)通時(shí), N11 和N12 有相應(yīng)的電流流過, 這時(shí)變換器次級(jí)將有功率輸出。當(dāng)V1 導(dǎo)通,V2 截止時(shí), V2 集射兩端承受的電壓為2倍的Uin, 而在V1,V2 都處于截止時(shí)它們所承受的電壓為輸入直流電壓Uin。圖2.8 推挽式功率變換電路圖 2.9推挽式功率變換電路典型波形圖從圖中可見,開關(guān)管最大

17、耐壓為 2 倍的輸入電壓 Uin。2. 電路特點(diǎn)由于功率開關(guān)器件發(fā)射極是共地的, 所以基極驅(qū)動(dòng)電路無需隔離,使驅(qū)動(dòng)電路簡(jiǎn)化;使用兩個(gè)功率開關(guān)器件可獲得較大的功率輸出;功率開關(guān)器件耐壓應(yīng)大于2Uin值。3. 應(yīng)用推挽式變換電路在早期的開關(guān)電源中有所采用,近期已很少采用。2.2.4 全橋式功率變換電路1. 基本工作原理全橋式功率變換電路如圖2.10所示,它由四個(gè)功率開關(guān)器件V1V4組成,變壓器T 連接在四橋臂中間,相對(duì)的兩只功率開關(guān)器件V1、V4和V2、V3分別交替導(dǎo)通和截止,使變壓器T 的次級(jí)有功率輸出。當(dāng)功率開關(guān)器件V1、V4導(dǎo)通時(shí),另一對(duì)V2、V3則截止,這時(shí)V2和V3兩端(ce)承受的電壓

18、為輸入電壓Uin在功率開關(guān)器件關(guān)斷過程中產(chǎn)生的尖峰電壓被二極管 V5-V8 箝位于輸入電壓Uin。圖2.11 全橋式功率變換電路典型波形圖2.10 全橋式功率變換電路從圖中可見,開關(guān)管最大耐壓為輸入電壓值。2. 電路特點(diǎn)全橋式變換電路中一般選用的功率開關(guān)器件的耐壓只要大于Uinmax 即可,比推挽式功率變換電路所用的功率開關(guān)器件需承受的電壓要低1/2;由于使用箝位二極管V5V8, 有利于提高電源效率;電路使用了四個(gè)功率開關(guān)器件, 其四組驅(qū)動(dòng)電路需隔離。3. 應(yīng)用全橋式功率變換電路主要應(yīng)用于大功率變換電路中。由于驅(qū)動(dòng)電路均隔離,因此在電路設(shè)計(jì)和工藝結(jié)構(gòu)布局中要有足夠的考慮。2.2.5 半橋式功率

19、變換電路1. 基本工作原理半橋式功率變換電路如圖2.12 所示。圖2.12 半橋式功率變換電路圖2.13 半橋式功率變換器波形圖半橋式功率變換電路與全橋式電路相類似,只是其中兩個(gè)功率開關(guān)器件改由兩個(gè)容量相等的電容器C1和C2代替。C1和C2的作用主要是實(shí)現(xiàn)靜態(tài)時(shí)分壓,使Va=1/ 2Uin、當(dāng)V1導(dǎo)通, V2截止時(shí) ,輸入電流方向?yàn)閳D中虛線方向,向C2 充電;當(dāng)V1截止,V2導(dǎo)通時(shí), 輸入電流方向?yàn)閳D中實(shí)線方向, 向C1充電。當(dāng)V1 導(dǎo)通, V2截止時(shí), V2兩端承受的電壓為輸入直流電壓Uin, (與全橋類似,但開關(guān)管只有兩只),在同等輸出功率的條件下,功率開關(guān)器件V1、V2所通過的電流則為全

20、橋式的兩倍。從圖中可見:V1、V2 開關(guān)管承受最大的電壓值均為 Uin 值。對(duì)于高壓輸入,大功率輸出的情況下,一般采用圖 2.14 所示的電路方式。圖2.14 變形的半橋式功率變換電路在電路中V1、V2為一組,V3、V4為一組, 雙雙串聯(lián), 可減少單管耐壓值, 而且在實(shí)際中V1、V2、V3、V4可采用雙管或多管并聯(lián),可解決大電流輸出問題。共用變壓器,提高變壓器利用率。2. 應(yīng)用在變形的串聯(lián)型半橋式功率變換電路里,V1、V2 或 V3、V4 每只開關(guān)管的最大耐壓值僅為 Uc1 或 Uc2 值，如果 C1=C2, 則 Uc1Uc2Uin / 2 值，因此,可以選擇降低耐壓的開關(guān)管。另外,V1、V2

21、、V3、V4 可以采用多管并聯(lián)方式工作, 增大輸出電流的容量; 對(duì)于變壓器T1可以工作在正反方向, 大大地提高變壓器效率。鑒于上述優(yōu)點(diǎn),該電路得了較廣泛的應(yīng)用，特別是在高電壓輸入和大功率輸出的場(chǎng)合,其應(yīng)用越來越普遍。2.2.6 功率變換電路的比較與應(yīng)用1. 變壓器利用率單端正激, 反激變換器磁芯中磁感應(yīng)強(qiáng)度的變化量B=Bm-Br ，磁滯回線僅在第一象限內(nèi)變化,見圖2.15。推挽式、全橋式、半橋式變換器用的磁芯在工作時(shí)所產(chǎn)生的磁通都沿著交流磁滯回線對(duì)稱地上下移動(dòng)，B=2Bm，這三種功率變換器的磁芯是全磁滯回路工作的。圖2.15 變壓器磁滯回曲線全磁滯回線工作的變換器磁芯中的磁感應(yīng)強(qiáng)度變化量比一般

22、的單端變換的磁芯中的磁感應(yīng)強(qiáng)度變化量高一倍左右, 在輸出同等功率的情況下所用的磁芯體積將相應(yīng)縮小。2.對(duì)功率器件的要求推挽式、全橋式、半橋式三種變換器電路的功率開關(guān)器件在一個(gè)周期內(nèi)各導(dǎo)通一次,其承受的電流相對(duì)較小,并在變換器次級(jí)輸出整流后的準(zhǔn)方波也將成倍增加,使直流輸出脈動(dòng)成分也相應(yīng)減小。在單端式和推挽式電路中，功率開關(guān)器件耐壓為輸入直流電壓的兩倍；在橋式變換器電路中，功率開關(guān)器件耐壓值僅等于輸入電壓值in。3.對(duì)控制驅(qū)動(dòng)電路的要求推挽式、全橋式、半橋式功率變換電路,其驅(qū)動(dòng)脈沖最大寬度必須小于T/2,同時(shí)要留有一定的死區(qū), (即可變不可調(diào)部分),且“死區(qū)”持續(xù)時(shí)間應(yīng)略大于功率開關(guān)器件的存儲(chǔ)時(shí)間

23、,以防止共態(tài)導(dǎo)通而造成開關(guān)器件損壞，而單端正激電路則無需專門的“死區(qū)”控制,從驅(qū)動(dòng)電路的要求來講,橋式變換電路需隔離,因此工藝結(jié)構(gòu)及布局設(shè)計(jì)考慮比較復(fù)雜。表 2.1給出幾種變換電路某些關(guān)系的比較表。變換電路方式主開關(guān)管耐壓主開關(guān)管電流峰值輸出電壓Uo適合容量單端自激式2Uin幾W幾百W單端正激式2Uin幾百W幾千W變形雙管串聯(lián)正激式Uin幾百W幾千W推挽式2Uin幾百W幾千W半橋式Uin2幾百W幾千W串聯(lián)型半橋式Uin/2幾百W幾千W全橋式Uin幾百W幾千W表 2.1 幾種變換電路比較2.3 開關(guān)電源的控制和驅(qū)動(dòng)電路2.3.1 控制電路1. 控制電路基本要求開關(guān)電源控制電路一般應(yīng)具有以下功能:

24、 頻率可在較寬范圍內(nèi)預(yù)調(diào)的固定頻率振蕩器,占空比可調(diào)節(jié)的脈寬調(diào)制功能, 死區(qū)時(shí)間校準(zhǔn)器, 一路或二路具有一定驅(qū)動(dòng)功率的輸出圖騰式電路, 禁止、軟啟動(dòng)和電流、電壓保護(hù)功能等。2. 控制電路的實(shí)現(xiàn)形式脈寬控制電路是開關(guān)電源的核心部分，目前有多種集成的脈寬控制電路器件。圖2.16 所示是脈寬控制器的基本原理框圖。圖2.16 脈寬調(diào)制電路原理圖基準(zhǔn)源: 芯片內(nèi)大部分電路由它供電, 同時(shí), 也作為兼作誤差放大器的基準(zhǔn)電壓輸入, 5V/幾十mA。振蕩器: 一般由恒流充電快速放電電路以及電壓比較器組成, 振蕩頻率由外接RC元件所決定,頻率f=1/RC。誤差放大器:將取樣電壓和基準(zhǔn)電壓比較放大, 送至脈寬調(diào)制

25、電路輸入端。脈寬調(diào)制器:輸入為誤差放大器輸出。輸出分兩路,一路送給門電路, 另一路送給振蕩器輸入端。門電路:門電路輸入分別受分頻器和脈寬調(diào)制器的輸入控制。分頻器:將振蕩器的輸入分頻后輸出, 控制門電路輸出脈沖的頻率。3. 控制電路的應(yīng)用現(xiàn)在, 通常將控制電路和功率放大驅(qū)動(dòng)電路制成一體化芯片,供驅(qū)動(dòng)功率開關(guān)器件使用, 頻率可達(dá)幾百 KHz, 可直接驅(qū)動(dòng)幾十W 功率的變換器。目前大多用在作為需要與系統(tǒng)電源隔離的輔助電源上面。典型的產(chǎn)品主要有 Unitrode 公司和Motorola 公司的相關(guān)產(chǎn)品。分立式電路作為大功率開關(guān)電源, 特別是專用性較強(qiáng)的開關(guān)電源, 必須具有完善的控制電路, 特別是保護(hù)功

26、能的齊全和完善,而任何一種專門芯片都不可能做到這一點(diǎn)。因此,幾乎無一例外,世界各電源公司推出的大功率開關(guān)電源的控制電路都是具有各自特點(diǎn)的自行設(shè)計(jì)的控制電路。目前由于IC芯片功能齊全, 微處理器應(yīng)用也十分成熟, 故設(shè)計(jì)人員能設(shè)計(jì)出各種各樣的控制電路?？刂齐娐返陌l(fā)展將主要集中到下面幾個(gè)方面高頻化作為控制器主要部件的振蕩器, 誤差放大器和PWM 電路等必須實(shí)現(xiàn)寬頻帶化。一般來講, 工作頻率 100KHz 以內(nèi),誤差放大器的帶寬應(yīng)不低于1.4MHz、若工作頻率達(dá)到500KHz, 則誤差放大器的帶寬應(yīng)大于7MHz。智能化最有前途的是利用單片機(jī),如51, 96系列芯片來進(jìn)行智能控制, 這在目前的開關(guān)電源中

27、已有應(yīng)用。小型化一是降低功耗, 把控制芯片耗電控制在幾個(gè)mA 內(nèi), 二是高密安裝,盡量減少外圍元件。在印制板設(shè)計(jì)中逐步采用SMT 方式, 做成專有電路, 便于標(biāo)準(zhǔn)化和規(guī)模生產(chǎn)。2.3.2 驅(qū)動(dòng)電路驅(qū)動(dòng)電路的主要功能是將脈寬控制器輸出的可變寬度脈沖進(jìn)行功率放大, 以作為高壓功率開關(guān)器件的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。驅(qū)動(dòng)電路一般都具有隔離作用,常用變壓器耦合方式來實(shí)現(xiàn)對(duì)高壓功率開關(guān)器件的激勵(lì)和輸入級(jí)與輸出級(jí)之間的隔離,同時(shí)還兼有對(duì)功率開關(guān)器件關(guān)斷時(shí), 施加反向偏置,來加速器件的關(guān)斷。一個(gè)典型的驅(qū)動(dòng)電路如圖2.17 所示。圖2.17 驅(qū)動(dòng)電路原理圖當(dāng)驅(qū)動(dòng)MOSFET器件時(shí),常規(guī)的驅(qū)動(dòng)電路是用一個(gè)驅(qū)動(dòng)變壓器實(shí)現(xiàn),考慮到

28、驅(qū)動(dòng)變壓器的漏感和引線電感,給具有大Cg-s的主MOSFET高速充放電造成困難,因此,通常的方式是利用驅(qū)動(dòng)變壓器驅(qū)動(dòng)一個(gè)具有較小Cg-s的MOSFET的圖騰式驅(qū)動(dòng)電路, 再由這個(gè)電路驅(qū)動(dòng)主MOSFET。在圖2.17中,驅(qū)動(dòng)變壓器的初級(jí)線圈輸入信號(hào)就是控制電路的輸出驅(qū)動(dòng)信號(hào),經(jīng)變壓器隔離處理后經(jīng)整形電路整形后輸出。下圖給出一個(gè)實(shí)際的驅(qū)動(dòng)電路。圖2.18 驅(qū)動(dòng)電路圖從上述實(shí)例可知,變壓器起隔離作用。光耦既有隔離, 也有抗干擾功能。整形后經(jīng)圖騰式驅(qū)動(dòng)電路驅(qū)動(dòng)主MOSFET管。2.4 開關(guān)電源的電磁兼容性2.4.1 問題的提出通信用開關(guān)電源實(shí)際是連接市電電網(wǎng)與通信設(shè)備之間的電源轉(zhuǎn)換設(shè)備,因此,電源設(shè)備

29、本身與電網(wǎng)和通信設(shè)備間有著雙向的電磁干擾影響,而電網(wǎng)則是暴露在大自然的環(huán)境中,這些情況可能會(huì)引起以下問題的發(fā)生:1. 外來噪聲使電源設(shè)備本身的控制電路出現(xiàn)誤動(dòng)作;2. 通信設(shè)備由于電源設(shè)備的噪聲出現(xiàn)誤動(dòng)作;3. 電源設(shè)備對(duì)電網(wǎng)產(chǎn)生的噪聲;4. 電源設(shè)備向空間傳播的噪聲。因而,一方面電源設(shè)備內(nèi)部有驅(qū)動(dòng)電路,保護(hù)電路,程序電路及信號(hào)檢測(cè)電路等,這些電路主要由各種集成電路構(gòu)成,必須采取有效的辦法來防止外來噪聲對(duì)電路的干擾;另一方面,從電源設(shè)備入端進(jìn)入的噪聲可能出現(xiàn)在其輸入端,也必須采取有效的辦法來防止噪聲的傳遞,這就要求電源設(shè)備考慮電磁兼容性EMC的設(shè)計(jì),即噪聲抑制對(duì)策。2.4.2 電磁兼容性EMC

30、涉及的內(nèi)容1. 電磁干擾EMI主要是檢查被測(cè)設(shè)備遠(yuǎn)行時(shí)產(chǎn)生的EMI信號(hào)電平。這種EMI信號(hào)又稱噪聲。分為傳導(dǎo)噪聲和輻射噪聲。2. 電磁敏感度EMS即抗干擾性能,要求被測(cè)設(shè)備能承受一定電平的傳導(dǎo)和輻射信號(hào)的影響,而不致性能下降或發(fā)生故障。3. 電磁脈沖EMP模擬雷電和發(fā)生核爆炸時(shí)在電網(wǎng)上生成的尖峰信號(hào)并施加在實(shí)驗(yàn)設(shè)備上,而不導(dǎo)致實(shí)驗(yàn)設(shè)備的性能下降或故障,特別是防雷措施,在廣大鄉(xiāng)村尤為重要。4. 靜電放電ESD把模擬靜電放電特性電壓施加到被測(cè)設(shè)備上,而不導(dǎo)致其性能的下降或發(fā)生故障。主要從設(shè)備的使用環(huán)境,元器件的選擇,結(jié)構(gòu)的設(shè)計(jì)和電路設(shè)計(jì)來考慮。靜電放電對(duì)半導(dǎo)體器件及數(shù)字電路造成的損害主要有三個(gè)方面

31、:(1) 使MOS器件的柵極與半導(dǎo)體之間的SiO2層出現(xiàn)靜電擊穿。由于加上過荷靜電放電電壓,會(huì)使SiO2層擊穿而導(dǎo)致MOS器件失效。厚度1000的氧化層擊穿電壓約100V;(2) 由于靜電感應(yīng)使雙極型晶體管發(fā)生局部溫升,使其中一種材料達(dá)到熔點(diǎn)而損壞器件;(3) 由于帶靜電的物體對(duì)數(shù)字電路放電,產(chǎn)生非常大的脈沖電流,瞬時(shí)感應(yīng)電壓也非常大,地線電位擺動(dòng),數(shù)字電路誤動(dòng)作,甚至損壞。2.4.3 有關(guān)EMC的各種標(biāo)準(zhǔn)1. EMI標(biāo)準(zhǔn)國(guó)內(nèi)國(guó)外都有相應(yīng)的電磁干擾標(biāo)準(zhǔn)來限制開關(guān)電源設(shè)備的這種噪聲。國(guó)外標(biāo)準(zhǔn)主要有歐洲無線電干擾委員會(huì)的CISPR22德國(guó)的VDE0871和美國(guó)的FCC標(biāo)準(zhǔn),其中的VDE0871標(biāo)準(zhǔn)

32、比較嚴(yán)格,主要是頻率下限定得較低,為10KHZ。我國(guó)制訂的EMI標(biāo)準(zhǔn)為GB9254-88完全等效CISPR22,在我國(guó)的標(biāo)準(zhǔn)85中規(guī)定,只要通信電源設(shè)備滿足GB9254-88,就不需要在電源和交換機(jī)之間加裝濾波設(shè)備。一般來講,只要滿足CISPR22 B極或VDE0871標(biāo)準(zhǔn)的電源設(shè)備就可以與交換機(jī)同置一室而不會(huì)相互影響。各種標(biāo)準(zhǔn)都有相應(yīng)的曲線,對(duì)設(shè)備的檢測(cè)有專用測(cè)試設(shè)備和測(cè)試場(chǎng)地進(jìn)行,可以打印或顯示實(shí)測(cè)曲線與標(biāo)準(zhǔn)曲線作相對(duì)檢查。下面給出幾種主要標(biāo)準(zhǔn)的規(guī)定值:CISPR-22 B級(jí)頻率范圍(MHz)噪聲(dB(v)傳導(dǎo)干擾0.150.50.5 55 3056464650輻射干擾302302301

33、00030dB(v/m)37dB(v/m)VDE0871頻率范圍（MHz)A 級(jí)B 級(jí)傳導(dǎo)干擾0.010.159169.5dB(v)7957.5 dB(v)0.15569 dB(v)54 dB(v)53060 dB(v)48 dB(v)輻射干擾0.010.1540 dB(v/m)35 dB(v/m)(300500)MHz708064 dB(v/m)18025040 dB(v/m)25045064 dB(v/m)40 dB(v/m)(5001000)MHz45080046 dB(v/m)80010005855 dB(v/m)2. 電磁脈沖EMP標(biāo)準(zhǔn)目前對(duì)于浪涌保護(hù)的標(biāo)準(zhǔn)主要有IEEEC587-1

34、980和IEEEC62.41-1991,兩個(gè)標(biāo)準(zhǔn)的不同之處僅僅在于C62.41-1991要求電壓和電流波形同時(shí)加在受試電源設(shè)備的輸入端來進(jìn)行防浪涌電壓保護(hù)檢測(cè),而IEEEC587-1980規(guī)定電壓電流波形可分別加入受測(cè)電源設(shè)備的輸入端,其電壓電流波形圖規(guī)定如下。標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定,在施加上述相應(yīng)的波形于受測(cè)電源設(shè)備的輸入端(L-L,L-N),受測(cè)電源設(shè)備應(yīng)無故障和告警出現(xiàn)。圖 2.19典型的雷電浪涌波形圖2.4.4 開關(guān)電源中的EMC設(shè)計(jì)1. EMI對(duì)策EMI的對(duì)策主要是噪聲濾波器的設(shè)計(jì),有兩種噪聲傳播,一種是共模噪聲,一種是差模噪聲。共模噪聲是流入大地的電流,差模噪聲是在線之間的電流。在采取噪聲對(duì)策時(shí)

35、,主要是考慮共模噪聲的多,然而在低頻范圍,以差模傳輸噪聲的比例較大,必須根據(jù)噪聲的成份來選擇適當(dāng)?shù)脑肼暈V波器。在噪聲濾波器的設(shè)計(jì)和應(yīng)用中,目前以分散型噪聲為多,在分散型濾波器中使用的主要元件是共模線圈和線電容器。共模線圈的目的是用于衰減共模噪聲,一般是在閉磁路的鐵氧體磁芯上同相位圈繞銅線,這是為了防止50Hz交流電引起的磁通飽和在共模情況下獲得大的電感。圖2.29所示是共模噪聲和差模噪聲說明示意圖,圖2.30是共模線圈的原理和濾波形結(jié)構(gòu)示意圖。圖 2.20共模噪聲和差模噪聲示意圖圖 2.21共模線圈的原理圖2. 防浪涌保護(hù)防浪涌保護(hù)主要指防雷保護(hù),就是在極短的時(shí)間內(nèi)釋放掉設(shè)備電流上因感應(yīng)雷擊而

36、產(chǎn)生的大量脈沖能量到安全地線上,從而保護(hù)整個(gè)設(shè)備。目前防雷擊保護(hù)一般采用壓敏電阻MOV、穩(wěn)壓二極管和氣體放電管三種抑制方式。對(duì)抑制器的基本要求是反應(yīng)速度要快,否則,在受保護(hù)電路的兩端如果出現(xiàn)上升速度極快的瞬時(shí)峰值電壓,在抑制器作用之前就已經(jīng)出現(xiàn)了危害。這三種方式的工作原理是: 氣體放電管一般由兩種金屬導(dǎo)體組成,并以1015厘米距離隔開,管殼內(nèi)包含大量氣體,當(dāng)放電管兩端電壓上升到一定程度時(shí),擊穿隔離層,形成低阻抗,使得大量的能量通過放電管的低阻抗泄放到安全地線上,其缺點(diǎn)是易引起泄漏,增加損耗;穩(wěn)壓二極管主要是利用雪崩現(xiàn)象,將瞬態(tài)高壓箱位于穩(wěn)壓管范圍內(nèi),缺點(diǎn)是承受的瞬態(tài)浪涌功率有限,如果采用較大的

37、穩(wěn)壓管則價(jià)格昂貴,且需較大的散熱器; 壓敏電阻MOV,實(shí)際上是可變電阻,其反應(yīng)時(shí)間取決于器件的物理結(jié)構(gòu)和通過其中的電流脈沖的波形,MOV的反應(yīng)時(shí)間一般在500us之內(nèi),其優(yōu)點(diǎn)有三:1) 能抗住大能量的瞬態(tài)沖擊2) 由于其PN結(jié)構(gòu)異于穩(wěn)壓管,因此其功耗小3) 耐浪涌性能好在實(shí)際設(shè)計(jì)中,三者綜合采用,效果最好。對(duì)于開關(guān)電源設(shè)計(jì)者來說,其設(shè)計(jì)的復(fù)雜性主要是考慮瞬態(tài)電壓浪涌抑制,在產(chǎn)品設(shè)計(jì)的早期考慮比后期考慮要容易和方便得多,花費(fèi)的代價(jià)也要小得多。根據(jù)什么原則來考慮對(duì)電磁脈沖的抑制?看一看常見的顯示雷電頻發(fā)區(qū)域的浪涌電壓和每年平均發(fā)生次數(shù)的示意圖。從圖中可見: 將雷電發(fā)生區(qū)域按低區(qū)、中區(qū)和高區(qū)來劃分,

38、劃分的標(biāo)準(zhǔn)是產(chǎn)生浪涌電壓的大小和每年平均發(fā)生次數(shù)。以3KV浪涌電壓為例: 在低區(qū)3KV發(fā)生的次數(shù)約為0.01次/年,幾乎是不可能發(fā)生的;而在中區(qū)3KV發(fā)生的次數(shù)約為10次/年;在高區(qū)3KV浪涌電壓發(fā)生的次數(shù)則高達(dá)數(shù)百次/年。在同一浪涌電壓情況下,區(qū)域越高,每年可能發(fā)生的次數(shù)則越頻繁。再看6KV浪涌電壓的情況,低區(qū)不會(huì)發(fā)生,中區(qū)每年僅可能發(fā)生2次,而高區(qū)則為70次左右。根據(jù)IEEEC62.41-1980的規(guī)定,將浪涌電壓抑制以6KV 來考慮的防雷保護(hù),圖 2.22雷電頻發(fā)區(qū)域的浪涌電壓示意圖估計(jì)在80%以上的區(qū)域都可得到有效的保護(hù)。2.5功率因數(shù)校正電路251 AC-DC電路的輸入電流諧波分量

39、從220V交流電網(wǎng)經(jīng)整流供給直流是電力電子技術(shù)及電子儀器中應(yīng)用極為廣泛的一種基本變流方案。例如在離線式開關(guān)電源（即AC-DC開關(guān)電源）的輸入端，AC電源經(jīng)全波整流后，一般接一個(gè)大電容器，如2.23（a）,以得到波形較為平直的直流電壓。整流器-電容濾波電路是一種非線性元件和儲(chǔ)能元件的組合；因此，雖然輸入交流電壓VI是正弦的，但輸入交流電流iI波形卻嚴(yán)重畸變，呈脈沖狀，如圖2.23（b）。圖2.23 AC-DC整流電路由此可見，大量應(yīng)用整流電路，要求電網(wǎng)供給嚴(yán)重畸變的非正弦電流，造成的嚴(yán)重后果是：諧波電流對(duì)電網(wǎng)有危害作用，并且輸入端功率因數(shù)下降。2.5.1.1 諧波電流對(duì)電網(wǎng)的危害脈沖狀的輸入電流

40、，含有大量諧波，一方面使諧波噪聲水平提高，同時(shí)在AC-DC整流電路的輸入端必需增加濾波器，既貴，體積、重量又龐大、笨重。圖2.23給出了圖2.22整流電路的輸入波形及電流諧波頻譜分析，其中電流的三次諧波分量達(dá)77.5%，五次諧波分量達(dá)50.3%,；總的諧波電流分量（或稱總諧波畸變Total Harmonic Distortion，用THD表示）為95.6%，輸入端功率因數(shù)只有0.683。大量電流諧波分量倒流入電網(wǎng)（稱為Harmonic Emission）,造成對(duì)電網(wǎng)的諧波“污染”。一方面產(chǎn)生“二次效應(yīng)”，即電流流過線路阻抗造成諧波電壓降，反過來使電網(wǎng)電壓（原來是正弦波）也發(fā)生畸變；另一方面，會(huì)

41、造成電路故障，使變電設(shè)備損壞。例如線路和配電變壓器過熱；諧波電流會(huì)引起電網(wǎng)LC諧振，或高次諧波電流流過電網(wǎng)的高壓電容，使之過流、過熱而爆炸；在三相電路中，中線流過三相三次諧波電流的疊加，使中線過流而損壞；等等。圖2.24 AC-DC整流電路輸入電流波形及其諧波分量頻譜分析2.5.1.2 AC-DC變流電路輸入端功率因數(shù)由于諧波電流的存在，使AC-DC變流電路輸入端功率因數(shù)下降，負(fù)載上可以得到的實(shí)際功率減少。脈沖狀的輸入電流波形，有效值大而平均值小。所以，電網(wǎng)輸入伏安數(shù)大，負(fù)載功率卻較小。例如圖2.23的電路中，設(shè)輸入正弦電壓有效值為VI=230V，輸入非正弦電流有效值為II=16A時(shí)，輸入伏安

42、數(shù)為ViII=3680VA，而負(fù)載功率只有2000W，當(dāng)電路的效率為95%時(shí)，其輸入功率因數(shù)可計(jì)算得出：2000/36800.95=0.572。一般圖2.23電路的輸入功率因數(shù)為0.550.65。如果采取適當(dāng)措施，使圖2.32電路的輸入電流為正弦，則輸入功率因數(shù)可接近1，而負(fù)載功率可達(dá)3500W。圖2.25給出了輸入電流接近正弦的頻譜分析實(shí)驗(yàn)結(jié)果，這時(shí)輸入功率因數(shù)為0.999，THD只有8.18%，各次諧波電流分量也比圖2.24所示小得多。圖2.25 改善輸入電流波形后的諧波電流頻譜分析2.5.1.3 對(duì)AC-DC電路輸入端諧波電流限制為了減少AC-DC交流電路輸入端諧波電流造成的噪聲和對(duì)電網(wǎng)

43、產(chǎn)生的諧波“污染”，以保證電網(wǎng)供電質(zhì)量，提高電網(wǎng)的可靠性；同時(shí)也為了提高輸入端功率因數(shù)，以達(dá)到節(jié)能的效果；必須限制AC-DC電路的輸入端諧波電流分量。現(xiàn)在，相應(yīng)的國(guó)際標(biāo)準(zhǔn)已經(jīng)頻布或已實(shí)施，如IEC-555-2，EN60555-2等。一般規(guī)定各次諧波不得大于某極限值。表2.2給出一個(gè)例子說明有的標(biāo)準(zhǔn)所規(guī)定的諧波電流限制。表2.2 AC-DC變流電路對(duì)輸入端諧波電流的限制數(shù)值舉例諧波分量二次三次五次七次%（以基波為基數(shù)）2301072.5.1.4 提高AC-DC電路輸入端功率因數(shù)和減小輸入電流諧波的主要方法 1無源濾波器這一方案是在圖2.23所示電路的整流器和電容之間串聯(lián)一個(gè)濾波電感，或在交流側(cè)接

44、入諧振濾波器。其主要優(yōu)點(diǎn)是：簡(jiǎn)單、成本低、可靠性高、EMI小。主要缺點(diǎn)是：尺寸、重量大，難以得到高功率因數(shù)（一般可提高到0.9左右），工作性能與頻率、負(fù)載變化及輸入電壓變化有關(guān)，電感和電容間有大的充放電電流等。2有源濾波器（或稱有源功率因數(shù)校正器）在整流器和負(fù)載之間接入一個(gè)DC-DC開關(guān)變換器，應(yīng)用電流反饋技術(shù)，使輸入端電流iI波形跟蹤交流輸入正弦電壓波形，可以使iI接近正弦。從而使輸入端THD小于5%，而功率因數(shù)可提高到0.99或更高。由于這個(gè)方案中，應(yīng)用了有源器件，故稱為有源功率因數(shù)校正（Active Power Factor Correction），簡(jiǎn)稱APFC。它的主要優(yōu)點(diǎn)是：可得較高

45、的功率因數(shù)，如0.970.99，甚至接近1；THD??；可在較寬的輸入電壓范圍（如90264V AC）和寬頻帶下工作；體積、重量?。惠敵鲭妷阂部杀３趾愣?。主要缺點(diǎn)是：電路復(fù)雜；MTBF下降；成本高（例如為AC-DC開關(guān)變換器配套時(shí)，成本將提高15%）；EMI高；效率會(huì)有所降低。現(xiàn)在APFC技術(shù)已廣泛應(yīng)用于AC-DC開關(guān)電源，交流不間斷電源（UPS），熒光燈電子鎮(zhèn)流器及其它電子儀器中，本章主要介紹APFC的基本原理，拓?fù)浜涂刂?、設(shè)計(jì)計(jì)算等問題。2.5.2 功率因數(shù)和THD2.5.2.1功率因數(shù)的定義電工原理中線性電路的功率因數(shù)習(xí)慣用cos表示，為正弦電壓與正弦電流間的相角差。由于整流電路中二極管的

46、非線性，盡管輸入電壓為正弦，電流卻為嚴(yán)重非正弦，因此線性電路的功率因數(shù)計(jì)算不再適用于AC-DC交流電路。本章用PF（Power Factor）表示功率因數(shù)。 定義 PF=有功功率/伏安=P/VI 設(shè)AC-DC變流電路的輸入電壓VI（有效值V）為正弦，輸入電流為非正弦，其有效值為：式中,I1、I2、In、分別為電流基波分量、二次諧波、n次諧波電流的有效值。設(shè)基波電流i1落后VI，相位差為，如圖2.26。圖2.26 Vii1波形則有功功率和功率因數(shù)可表示為： P=VI1cos PF=VI1cos/VI=I1cos/I 式中 式中表示基波電流相對(duì)值（以非正弦電流有效值I為基值），稱為畸變因數(shù)（dis

47、tortion factor）,cos稱為位移因數(shù)（displacement factor）。即功率因數(shù)為畸變因數(shù)和位移因數(shù)的乘積。當(dāng)=0時(shí)，PF=I1/I。2.5.2.2 AC-DC電路輸入功率因數(shù)與諧波的關(guān)系定義總諧波畸變（THD）：Ih為所有諧波電流分量的總有效值。由上兩式可得：畸變因數(shù) I1/I=1/ 當(dāng)=0時(shí)，PF=I1/I=1/由上式所得計(jì)算值與實(shí)側(cè)值的對(duì)比如表2.3。表2.3 已知PF值時(shí)THD計(jì)算結(jié)果舉例（計(jì)算時(shí)設(shè)=0）PF0.58120.99030.9950.998750.99955THD%（計(jì)算值）140141053THD%（實(shí)測(cè)值）1074.27由上表可見，當(dāng)THD5%時(shí)

48、，PF值可控制在0.999左右。2.5.3 Boost功率因數(shù)校正器（PFC）的工作原理2.5.3.1 功率因數(shù)校正的基本原理從原理上說，任何一種DC-DC變換器拓?fù)洌鏱uck,boost,flyback,SEPIC,乃至Cuk變換器都可用作PFC的主電路。但是，由于Boost變換器的特殊優(yōu)點(diǎn)，應(yīng)用于PFC更為廣泛。本節(jié)以Boost PFC為例，說明功率因數(shù)校正電路的基本工作原理。圖2.27給出一個(gè)Boost有源功率因數(shù)校正器的原理圖。主電路由單相橋式整流器和DC-DC Boost變換器組成，虛線框內(nèi)為控制電路，包括：電壓誤差放大器VA及基準(zhǔn)電壓Vr，電流誤差放大器CA，乘法器M，脈寬調(diào)制器

49、（圖中未畫出）和驅(qū)動(dòng)器等，負(fù)載可以是一個(gè)開關(guān)電源。主電路中，各個(gè)功率半導(dǎo)體器件（包括：橋式整流器，功率開關(guān)管Tr，輸入二極管D）可以組成一個(gè)功率模塊，以縮小尺寸，并縮短聯(lián)結(jié)導(dǎo)線，以減小雜散電感。圖2.27 Boost有源功率因數(shù)校正器原理圖PFC的工作原理如下：主電路的輸出電壓V0和基準(zhǔn)電壓Vr比較后，輸入給電壓誤差放大器VA，整流電壓Vdc檢測(cè)值和VA的輸出電壓信號(hào)共同加到乘法器M的輸入端，乘法器M的輸出則作為電流反饋控制的基準(zhǔn)信號(hào)，與開關(guān)電源is檢測(cè)值比較后，經(jīng)過電流誤差放大器CA加到PWM及驅(qū)動(dòng)器，以控制開關(guān)Tr的通斷，從而使輸入電流（即電感電流）iL的波形與整流電壓Vdc的波形基本一致

50、，使電流諧波大為減少，提高了輸入端功率因數(shù)，由于功率因數(shù)校正器同時(shí)保持輸出電壓恒定，使下一級(jí)開關(guān)電源設(shè)計(jì)更容易些。圖2.28給出輸入電壓波形Vdc、VI和經(jīng)過校正的輸入電流iL、iI波形。由圖可見，輸入電流被PWM頻率調(diào)制，使原來呈脈沖狀的波形，調(diào)制成接近正弦（含有高頻紋波）的波形。在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，當(dāng)開關(guān)Tr導(dǎo)通時(shí)，i0=0，iL=is；當(dāng)開關(guān)Tr關(guān)斷時(shí)，is=0，iL=i0；is為流過開關(guān)Tr的電流波形。具有高頻紋波的輸入電流，取每個(gè)開關(guān)周期的平均值，則可得到較光滑的近似正弦波。圖2.28 經(jīng)過校正后的輸入電流iL、iI波形和輸入電壓Vdc、V1波形2.5.3.4 Boost有源功率因數(shù)校

51、正器（APFC）的主要優(yōu)缺點(diǎn)優(yōu)點(diǎn)：輸入電流連接,EMI小,RFI低。有輸入電感，可減少對(duì)輸入濾波器的要求，并可防止電網(wǎng)對(duì)主電路高頻瞬態(tài)沖擊。輸出電壓大于輸入電壓峰值，對(duì)市電電壓為100V（AC）的國(guó)家和地區(qū)特別合適。例如，輸入90132V交流,輸出直流電壓約為200V;若輸入為95240V交流,直流輸出將為400V。開關(guān)器件S的電壓不超過輸出電壓值。容易驅(qū)動(dòng)功率開關(guān)，其參考端點(diǎn)（源極）的電位為0V?？稍趪?guó)際標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定的輸入電壓和頻率廣泛變化范圍內(nèi)保持正常工作。缺點(diǎn)：輸入、輸出間沒有絕緣隔離。在開關(guān)S、二極和D和輸出電容形成的回路中若有雜散電感，則在25100kHz的PWM頻率下，容易產(chǎn)生危險(xiǎn)的過

52、電壓，對(duì)開關(guān)S的安全運(yùn)行不利。一般Boost PFC適用于1kW的負(fù)載。常常作為開關(guān)電源或其它電力電子設(shè)備的預(yù)調(diào)節(jié)器（preregulator）。圖2.27所示為硬開關(guān)Boost電路，也可以用軟開關(guān)Boost變換器構(gòu)成APFC，以降低開關(guān)損耗APFC的效率。例如，90年代中，國(guó)內(nèi)外均已研制出新型零電壓開關(guān)恒頻控制（控為ZVT-PWM）Boost PFC（參見本書第三篇）。其主要參數(shù)及指標(biāo)為：輸入電壓90260V AC,輸出電壓380V DC，輸出功率600W，用IGBT（IRGBC30U）為主開關(guān)，開關(guān)頻率100kHz，應(yīng)用ZVT-PWM技術(shù)，使電路實(shí)測(cè)效率最高達(dá)9798%（1kW輸出，輸入電

53、壓180260V AC）。在三相橋式整流器后面接Boost功率因數(shù)校正器可實(shí)現(xiàn)三相功率因數(shù)校正。2.5.4 APFC的控制方法2.5.4.1 常用的三種控制方法常用的控制AC-DC開關(guān)變換器實(shí)現(xiàn)APFC的方法基本上有三種，好電流峰值控制，電流滯環(huán)控制，以及平均電流控制。本節(jié)以Boost功率因數(shù)校正器的控制為例，說明這三種方法的基本原理，假設(shè)工作模式為CCM。表2.4給出這三種方法的基本特點(diǎn)。表2.4 常用的三種PFC控制方法控制方法檢測(cè)電流開關(guān)頻率工作模式對(duì)噪聲適用拓?fù)渥㈦娏鞣逯甸_關(guān)電流恒定CCM敏感Boost需斜率補(bǔ)償電流滯環(huán)電感電流變頻CCM敏感Boost需邏輯控制平均電流電感電流恒定任意

54、不敏感任意需電流誤差放大2.5.4.2 電流峰值控制法圖2.29為用電流峰值控制法實(shí)現(xiàn)Boost功率因數(shù)校正電路原理圖.圖中,開關(guān)管Tr的電流is被檢測(cè)，所得信號(hào)isRI送入比較器。電流基準(zhǔn)值由乘法器輸出Z供給，Z=XY。乘法器有兩個(gè)輸入，一個(gè)為X，是輸出電壓V0/H與基準(zhǔn)電壓Vref之間的誤差（經(jīng)過電壓誤差放在器VA）信號(hào)；另一個(gè)輸入Y為電壓Vdc檢測(cè)值Vdc/K,Vdc為輸入正弦電壓VI的全波整流值。因此電流基準(zhǔn)為雙半波正弦電壓，令電感（輸入）電流的峰值包絡(luò)線跟蹤輸入電壓Vdc的波形。使輸入電流與輸入電壓同相位，并接近正弦。閉環(huán)系統(tǒng)中的電壓環(huán)由分壓器I/H、電壓誤差放大（補(bǔ)償）器VA、通過

55、乘法器、電流比較器CA及驅(qū)動(dòng)器（圖中未畫出）等組成。因此，在保持輸入端功率因數(shù)接近1的同時(shí)，也能保持輸出電壓穩(wěn)定。圖2.29電流峰值法控制的Boost功率因數(shù)較正器電路原理圖在所述的系統(tǒng)中有兩種頻率的電流：基準(zhǔn)電流為工頻，被控制調(diào)節(jié)的輸入電流為高頻。圖2.30給出半個(gè)工頻周期為PWM高頻（例如100KzHz）調(diào)制的電感電流波形，虛線為各個(gè)開關(guān)周期內(nèi)電感電流峰值的包絡(luò)線，一般情況下，當(dāng)紋波很小時(shí)，電感電峰值與平均值很接近。但這意味著電感電流上升坡充平緩，要求電感大。由開關(guān)Tr的門極信號(hào)Vg控制電感電流的高頻調(diào)制。當(dāng)Tr導(dǎo)通時(shí)，電感電流上升，達(dá)到峰值（由電流基準(zhǔn)控制）；這時(shí)比較器輸出信號(hào)，使Tr關(guān)斷，電感電流下降。下一開關(guān)周期