電力電子spwm 調(diào)制

1、 演講人：王寧主要內(nèi)容一、一、SPWM工作原理工作原理SPWM（Sinusoide Pulse Width Modulation）即正弦波脈沖寬度調(diào)制，它是脈沖寬度按正弦函數(shù)變化脈沖寬度按正弦函數(shù)變化的PWM調(diào)試。在采樣控制理論中有一個重要的結(jié)論沖量等效原理： 大小、波形不相同的窄脈沖變量作用于慣性系統(tǒng)時，只要它們的沖量（面積），即變量對時間的積分相等，其作用效果相同。這里所說的效果基本相同，是指慣性系統(tǒng)的輸出或響應(yīng)是基本相同的。如右圖所示1.1 調(diào)制方式調(diào)制方式在SPWM逆變器中，載波頻率 與調(diào)制信號頻率 之比 ,稱之為載波比。根據(jù)載波與信號波是否同步及載波比的變化情況，SPWM逆變器調(diào)制方

2、式分為同步調(diào)制與異步調(diào)制cfcfrcffN/(1) 同步調(diào)制同步調(diào)制cf對于任意的調(diào)制波頻率 ，載波比N保持恒定的脈寬調(diào)制成為同步調(diào)制。rf在同步調(diào)制方式中，由于載波比N保持恒定，因而當(dāng) 變化時，調(diào)制波信號與載波信號應(yīng)保持同步，即 與 成正比，因此，同步調(diào)制具有以下特點：rfrfcfu由于載波頻率 與調(diào)制波頻率 成正比，因而當(dāng)調(diào)制波頻率 變化時，載波頻率 也相應(yīng)變化，這就使逆變器開關(guān)頻率不固定。例如，當(dāng)調(diào)制波頻率 變高時，載波頻率 同步提高，從而使開關(guān)頻率變高。u由于載波比N保持一定，當(dāng)調(diào)制波頻率 變化時，一個調(diào)制波周期中的脈沖數(shù)將固定不變。rfrfcfcfrfrfu當(dāng)載波比N為奇數(shù)時，一個調(diào)

3、制波正負(fù)半個周期以及半個周期中的前后1/4周期的脈沖波形具有對稱性。不同調(diào)制波頻率 時的同步調(diào)制SPWM波形如下圖所示rfn當(dāng)載波比N為奇數(shù)時，由于SPWM波形的對稱性，無論fr高低，都不會導(dǎo)致基波相位的跳動。n由于同步調(diào)制時的開關(guān)頻率隨 的變化而變化，所以對于需要設(shè)置輸出濾波器的正弦波逆變器（如UPS逆變電源）而言，輸出濾波器參數(shù)的優(yōu)化設(shè)計較為困難。n當(dāng) 變高時， 變高，從而使開關(guān)頻率變高，輸出諧波減??；當(dāng) 變低時， 變低，從而使開關(guān)頻率變低，輸出諧波增大。n因此采用同步調(diào)制時，SPWM的高頻性能好，而低頻性能較差。為了克服這一不足，同步調(diào)制時，應(yīng)盡量提高SPWM的載波比N，但較高的載波比設(shè)

4、計會使調(diào)制波頻率變大時逆變器的開關(guān)頻率增加，從而導(dǎo)致開關(guān)損耗增加。cfrfrfrfcf（2 2） 異步調(diào)制異步調(diào)制 載波信號和調(diào)制信號不同步的調(diào)制方式即為異步調(diào)制。通常保持載波頻率 固定不變，當(dāng)調(diào)制信號頻率 變化時，載波比 N 是變化的。當(dāng) 較低時，N 較大，一周期內(nèi)脈沖數(shù)較多，脈沖不對稱產(chǎn)生的不利影響都較小，當(dāng) 增高時，N 減小，一周期內(nèi)的脈沖數(shù)減少，PWM 脈沖不對稱的影響就變大，還會出現(xiàn)脈沖的跳動。同時，輸出波形和正弦波之間的差異也變大，電路輸出特性變壞。因此，在采用異步調(diào)制方式時，希望盡量提高載波頻率，以使在調(diào)制信號頻率較高時仍能保持較大的載波比，從而改善輸出特性。cfrfrfrfcf

5、rfu由于異步調(diào)制時的開關(guān)頻率固定，所以對于需要設(shè)置輸出濾波器的正弦波逆變器（如UPS逆變電源）而言，輸出濾波器參數(shù)的優(yōu)化設(shè)計較為容易。u由于一個調(diào)制波周期中脈沖波形的不對稱性，將導(dǎo)致基波相位的跳動。對于三相正弦波逆變器，這種基波相位的跳動會使三相輸出不對稱。u當(dāng) 較低時，由于一個調(diào)制波周期中的脈沖數(shù)較多，脈沖波形的不對稱性所造成的基波相位跳動的相角相對較小；而當(dāng) 較高時，由于一個調(diào)制波周期中的脈沖數(shù)較少，脈沖波形的不對稱性所造成的基波相位跳動的相角相對變大。rfrf異步調(diào)制具有以下特點l由于載波頻率 固定，因而逆變器具有固定的開關(guān)頻率。l當(dāng)調(diào)制波頻率 變化時，載波比N與調(diào)制波頻率 成反比。例

6、如，當(dāng)調(diào)制波頻率 變高時，載波比N變小，即一個周期的脈沖數(shù)變少。l當(dāng)調(diào)制頻率 固定時，一個調(diào)制波正負(fù)半個周期中的脈沖數(shù)不固定，起始和終止脈沖的相位角也不固定。換言之，一個調(diào)制波正負(fù)半個周期以及每個半個周期中前后1/4周期的脈沖波形不具有對稱性。cfrfrfrfrf不同調(diào)制波頻率時的異步調(diào)制SPWM波形實現(xiàn)方法計算法專用SPWM集成電路自然采樣法規(guī)則采樣法直接PWM法模擬實現(xiàn)1.2 SPWM控制的實現(xiàn)方法（1）自然采樣法）自然采樣法自然采樣法就是通過聯(lián)立三角載波信號和正弦調(diào)制波信號的函數(shù)方式，并求解三角載波信號和正弦調(diào)制波信號交點的時間值，從而求出相應(yīng)的脈寬和脈沖時間，以生成SPWM脈沖信號。自

7、然采樣法實際上就是模擬比較法的數(shù)字實現(xiàn)其原理如右圖所示圖1.2.1 SPWM脈沖信號自然采樣法生成原理 圖1.2.2 SPWM脈沖信號自然采樣法生成原理 若令三角載波幅值 1，調(diào)制度為M，正弦調(diào)制波角頻率為 ，則正弦調(diào)制波的瞬時值為cmu11sinruMt由右圖可知，并根據(jù)相似三角形的幾何關(guān)系可得自然采樣法SPWM脈寬t2的表達(dá)式為2111(sinsin)22cABTMttt顯然上式是個超越方程，運算求解較為困難?？梢姡匀徊蓸臃ú槐銘?yīng)用于基于微處理器的數(shù)字SPWM控制系統(tǒng)中。為此，必須對自然采樣法進(jìn)行簡化。（2）規(guī)則采樣法）規(guī)則采樣法l將自然采樣法中的正弦調(diào)制波以階梯調(diào)制波進(jìn)行擬合后一種簡化

8、的SPWM脈沖信號發(fā)生方法，其原理如圖所示圖1.2.3 SPWM脈沖信號規(guī)則采樣法生成原理 l每個載波周期中，原正弦調(diào)制波與三角載波周期中心線的交點就是階梯波水平線段的中點。這樣三角載波與階梯波水平線段的交點A、B兩點就分別落在正弦波的上下兩邊，從而減小了階梯波調(diào)制的誤差。l另外，由于A、B兩點對于三角載波周期中心線對稱，因而使SPWM脈沖信號發(fā)生得以簡化。由于 、 M均為已知量，因此，規(guī)則采樣法SPWM脈寬 的計算較為簡單，適合基于微處理器的數(shù)字SPWM控制。并根據(jù)相似三角形的幾何關(guān)系容易得出規(guī)則采樣法SPWM脈寬 以及脈沖間隙時間 、 的表達(dá)式分別為21(1sin)2ceTtMt1321(

9、)2cttTt2tetctct2t3t1t圖1.2.4 SPWM脈沖信號規(guī)則采樣法生成原理 二、單極性二、單極性SPWM控制控制所謂單極性SPWM控制是指輸出脈沖具有單極性特征。即當(dāng)輸入輸入正半周正半周時，輸出脈沖全為正極性脈沖全為正極性脈沖；當(dāng)輸入負(fù)半周輸入負(fù)半周時，輸出脈沖全為負(fù)極性脈沖全為負(fù)極性脈沖。為此，必須采用使三角波形極性三角波形極性與正弦正弦調(diào)制波極性調(diào)制波極性相同相同的所謂單極性三角載波調(diào)制，如下圖所示（左圖：調(diào)制波形，右圖：生成電路）觀察三角波和正弦波觀察三角波和正弦波可知，在正弦波的正可知，在正弦波的正半周期，三角波也為半周期，三角波也為正，負(fù)半周期亦如此正，負(fù)半周期亦如此

10、控制過程如下：控制過程如下： 對主電路的T1、T2橋臂和T3、T4橋臂分別進(jìn)行雙極性SPWM調(diào)制。兩橋臂共用一個調(diào)制波 Vr ，所不同的是T1、T2橋臂的三角波為 Vc ，而T3、T4橋臂的三角載波是將 Vc 反相或移相得到的 -Vc 。 當(dāng) VrVc 時，使T1導(dǎo)通，T2截止，這時 ，當(dāng) Vr -Vc 時，使T3截止，T4導(dǎo)通，這時 ，當(dāng) Vr -Vc 時，使T3導(dǎo)通，T4截止，這時 。輸出電壓 ，從而 可能出現(xiàn)。三種情況，分別為T1、T4同時導(dǎo)通時， ；T2、T3同時導(dǎo)通時， ；T1、T3同時導(dǎo)通或T2、T4同時導(dǎo)通時 ， 。2/DanVV2/-DanVV2/-bDnVV2/bDnVVbn

11、anVVVababVDVVabDVVab0abV 根據(jù)上面的分析，可得到下圖所示的SPWM電壓波形圖 。abV 右圖顯示了一個載波周期內(nèi)的脈沖生成過程。由圖可得，在每一個載波周期Tc內(nèi)產(chǎn)生了兩個驅(qū)動脈沖，在前、后半周期各產(chǎn)生了一個輸出電壓脈沖，即產(chǎn)生了脈沖數(shù)倍頻的效果，所以這種調(diào)制方式也被稱為單級倍頻SPWM調(diào)制。設(shè)右圖中正弦調(diào)制波， 幅值為 ，頻率為 ，三角載波 幅值為 ，頻率為 。假設(shè)載波比N很大，近似認(rèn)為 在一個載波周期內(nèi)大小不變。從而第k個脈沖的占空比為tfVtVtVrrmrrmr2sinsin)(rmVrfcVmVccfrV 式中 表示第k個脈沖中心點所對應(yīng)的基波角度。kcmklmc

12、mrckckVVVvEAFBECFCTTTTDsin4/2/2/k半個載波周期內(nèi)，輸出電壓的平均面積為當(dāng)載波比很高時，逆變器輸出基波電壓瞬時值為式中， 為輸出基波電壓幅值，M為調(diào)制比lmVdlmcmrmVVVVMcmklmdckdabVVVTTVVsin2/tVtMVtVVVtVrlmrdrcmrmdablsinsinsin)( 由上式可得，輸出基波電壓與調(diào)制波具有相同的頻率和相位，所以改變調(diào)制波的頻率和相位就可以改變輸出基波電壓的頻率和相位。并且，輸出基波電壓大小和調(diào)制比成正比，如果取 為常數(shù)，則改變 就可以改變輸出基波電壓。cmVrmV三、雙極性的三、雙極性的SPWM控制控制n 每個載波周

13、期Tc，開關(guān)管開通、關(guān)斷各一次，橋臂的開關(guān)頻率和載波頻率相等。任何一個載波周期內(nèi)，逆變器的輸出電壓Vab都是既有正又有負(fù)，故這種調(diào)制方式為雙極性SPWM。由于輸出電壓只有兩種可能，所以也稱為兩電平脈沖寬度調(diào)制。n采用基于三角載波調(diào)制的雙極性SPWM控制時，只需要采用正負(fù)對稱的雙極性三角載波即可，雙極性控制時的調(diào)制及逆變器的輸出波形如下圖所示u當(dāng) ，比較器輸出極性為正，VT1、VT4導(dǎo)通有效，而VT2、VT3關(guān)斷有效。此時逆變器輸出正極性的SPWM電壓脈沖。此時的 。同理，當(dāng) 時，比較器輸出極性為負(fù)，VT2、VT3導(dǎo)通有效，而VT1、VT4關(guān)斷有效此時的 。u與單極性SPWM相比，雙極性SPWM

14、采用了正負(fù)對稱的三角載波，從而簡化了SPWM控制信號發(fā)生。crVV DabVVcrVV DabVV-設(shè)右圖中正弦調(diào)制波 幅值為 ，頻率為 ， 高頻載波 幅值為 ，頻率為 。當(dāng)載波頻率 遠(yuǎn)大于調(diào)制波 時，可以近似的認(rèn)為在一個載波周期 內(nèi)， 的數(shù)值大小不變。如下圖所示，在一個在載波周期Tc內(nèi)，在 的 期間，T1與T4導(dǎo)通， 。在其余的 期間， ,T3與T2導(dǎo)通, 由圖中的幾何關(guān)系可以得到T1、T4同時處于導(dǎo)通的占空比為 tfVtVtVrrmrrmr2sinsin)(rmVrfcVmVccfrV 一個載波周期Tc內(nèi)，輸出電壓的平均面積為)1(212cmrcmrcmckVVVvVEHBFAEABTTD

15、cfrfcTrVcrVV kTDabVV )-(kcTTcrVV DabVVDDckcDkcDkabVDVTTTVTTVTV) 12 () 1/2 (/ )(由上式可得rDabVVVVcm由此可得，每個載波周期的輸出電壓的平均面積和當(dāng)前的Vr大小成比例，這說明每個載波周期輸出的平均電壓按正弦規(guī)律變化，符合沖量等效原理。當(dāng)載波頻率很高的時，根據(jù)上面的式子，逆變器輸出的基波電壓瞬時值可以認(rèn)為是tVtVMtVVVVVtVVVvtvrlmrDrDcmrmDcmrrmDcmrabsinsinsinsin)(式中，Vlm是輸出基波電壓的峰值，調(diào)制比M為DlmcmrmVVVVM上式表明，逆變器的輸出的基波電壓和調(diào)制波 具有相同的頻率與相位，所以改變調(diào)制波 的頻率和相位也就等同地改變了輸出基波電壓的頻率與相位。rvrv根據(jù)調(diào)制比M，可得，如果固定 ，改變 就改變了調(diào)制比M，也就改變了輸出的基波電壓 。cmvmrv總結(jié)u SPWM的一個顯著特點就是對輸出電壓諧波頻譜的改變，在線性調(diào)制區(qū)，對SPWM波形進(jìn)行傅里葉分析表明，具有SPWM形式的