逆變器直流側(cè)有源濾波器對不平衡與非線性負載的補償

1、逆變器直流側(cè)有源濾波器對不平衡與非線性負載的補償    1引言一項調(diào)查表明，很多三相變頻電源2對于三相三線逆變器采用輸出濾波器的三相三線逆變器如圖1所示。當采用PWM控制方式時，三個對稱開關函數(shù)（接口信號）的傅里葉級數(shù)展開式為采用PWM控制，當n=3，5，7，11，13時，可以令An=0，逆變器輸出線電壓為對于平衡線性負載，三相電流Ia，Ib，Ic近似為幅值相同，相位相差120°的正弦波。故可以由式（4）推出逆變器的輸入電流，此電流將主要由直流分量，和與開關頻率相同的諧波分量組成，這些高次諧波在直流環(huán)節(jié)中被有效濾除。2.1不平衡負載不平衡負載不

2、是理想工作狀態(tài)。對于將逆變器“C相斷開”的不平衡負載狀態(tài)（參看圖2）。起的，它在直流環(huán)節(jié)電容器上產(chǎn)生環(huán)流，并構(gòu)成無功伏安。如果直流環(huán)中的電容值足夠大時，就不會出現(xiàn)直流電壓的畸變（紋波），導致逆變器總體性能降低。直流環(huán)中的無功伏安與逆變器輸出負載的不平衡度成正比，不平衡度越大，輸入電流的脈動分量越大，要求直流電容的值越大，對逆變器總體性能影響越大。對于逆變器輸出端的非線性負載（如整流器電路）引起的后果，與不平衡負載相同。2.2直流側(cè)有源濾波器的濾波原理由開關S7S10和電感L構(gòu)成的直流側(cè)有源濾波器電路如圖2所示。它和直流環(huán)中LoCo構(gòu)成的無源濾波器組成綜合濾波系統(tǒng)，來補償不平衡負載和非線性負載的

3、影響，用有源濾波器來減小LoCo無源濾波器的負擔，下面介紹直流有源濾波器的工作原理。如圖2所示，直流有源濾波器從直流環(huán)節(jié)得到的總輸入電流為：Iin.f=I4I5（9）假定采用前面所述的“C相斷開”作為不平衡負載，濾波器中的開關S7S10組成單相全橋濾波器并采用PWM控制方式，濾波器的工作頻率和后面的逆變器工作頻率相同，則濾波器P、Q兩點之間的電壓為：對于PWM調(diào)制，當n=3，5，7，11，13時，可以令Bn=0。濾波器電流IPQ可以認為接近于正弦。電壓UPQ的諧波被電感L充分衰減到零，因此當n=1時由式（10）可得：電感L中的電阻非常小，可以認為等于零，則IPQ滯后于UPQ接近90°

4、。由式（4）計算濾波器的輸入電流，此電流由構(gòu)成濾波器的單相全橋逆變器獲得，即式（9）。由此可得到有源濾波器的輸入電流表示式為：式（15）表明，對于“C相斷開”這樣的不平衡負載所引起的，式（8）中Iin所含的二次諧波分量，在直流輸入電流Ii中被有效地消除了，達到了補償目的。由于其它形式的不平衡負載或非線性負載對直流輸入電流的影響與“C相斷開”不平衡負載相同3，故用直流側(cè)有源濾波器方法，同樣也可以達到補償目的。直流側(cè)有源濾波器的控制電路框圖如圖3所示。采用的是兩態(tài)滯后電流跟蹤控制。把基準電流Iref0與直流輸入電流Ii的偏差，經(jīng)高通濾波器濾掉直流分量后，作為兩態(tài)滯后比較器的輸入，由輸出來控制S7S

5、10的通斷，使Iin.f跟蹤消除Ii中的二次諧波分量。2.3仿真結(jié)果仿真結(jié)果如圖4、圖5和圖6所示。圖4表示的是圖2逆變器的電壓和電流波形，其中圖4（a）為輸出電壓uab的波形；圖4（b）為線電流ia的波形；圖4（c）為輸入電流iin的波形；圖4（d）為電流iin的頻譜。圖5表示的是三相三線逆變器中有源濾波器的波形，其中圖5（a）為電壓uPQ的波形；圖5（b）為輸入電流iin.f的波形；圖5（c）為濾波器輸入電流iin.f的頻譜。圖6表示的是合成電流ii=iiniin.f的波形和頻譜，其中圖6（a）為波形圖，圖6（b）為頻譜。3對于三相四線逆變器三相四線逆變器的主電路如圖7所示。這是一種將直流

6、輸入電源電壓中點作為中性點的四線制輸出的逆變器。對于平衡的線性負載，中性線電流等于零，但是對于不平衡的非線性負載，則在中性線上有零序電流通過直流環(huán)節(jié)濾波電容的中心抽頭流通。這個零序電流是由不對稱負載引起的基頻電流，由其構(gòu)成的無功伏安能夠引起Udc上電位電壓畸變。前面提到的開關函數(shù)分析法，也同樣適用于三相四線逆變器。下面用此法對三相四線逆變器進行分析。3.1不平衡負載及有源濾波器補償在直流側(cè)，采用有源濾波器補償?shù)娜嗨木€逆變器主電路如圖8（a）所示。假定逆變器采用的是“C相斷開”，a相和b相負載相同的不平衡負載，并且假定負載電流近似為正弦，則逆變器的輸入電流為由式（1），（17）和（18），當n

7、=1時式（16）為有源濾波器1，采用開關S7、S8和電感L1，對發(fā)生的電流INf進行控制以消除IN，開關S7、S8采用的是PWM控制，這樣因此，只要滿足上述條件，就會消除中性線中由于采用“C相斷開”不平衡負載而引起的基頻零序電流。這個補償結(jié)果在下面的研究中也將用到，電流Iin.f1的推導采用前面已經(jīng)說過的開關函數(shù)法式（29）說明：Iin中的基波分量，是由于有源濾波器1的作用被消除的。因此合成電流Iin.r由直流分量和二次諧波分量組成。消除Iin.r中的二次諧波分量，應采用由開關S9S12和電感L2組成的全橋有源濾波器2來消除。消除的方法是用有源濾波器2產(chǎn)生一個與二次諧波分量大小相等、相位相反的

8、Iin.f2，使Iin.f2與二次諧波分量抵消。當滿足式（36）和（37）條件時就能消去式（29）中的二次諧波分量，使Ii=A1·I·cos。對于三相四線逆變器，必須采用兩個有源濾波器，即有源濾波器1和2，聯(lián)合使用這兩個濾波器，就可以消除直流環(huán)中由于不平衡負載引起的低頻脈動電流及無功伏安。同時，中性線中的電流INr也被消除，由此，直流環(huán)電容上就沒有基頻零序電流流過。前面已經(jīng)說過，非線性負載與不平衡負載對直流環(huán)節(jié)輸入電流的影響相同，故用上述方法同樣也補償了非線性負載的影響。詳細說明請參閱有關文獻。三相四線逆變器中半橋有源濾波器1和全橋有源濾波器2的控制電路如圖9所示。圖9（a

9、）是半橋濾波器1的控制電路，圖9（b）是全橋濾波器2的控制電路。與圖3相同，圖9所示控制電路也是采用兩態(tài)滯后電流跟蹤控制。圖9（a）使INr跟蹤Iref.10，以消除中性線電流；圖9（b）使Ii中的二次諧波分量跟蹤Iref.20，以消除Ii中的二次諧波分量。3.2仿真結(jié)果對采用半橋有源濾波器1，全橋有源濾波器2及無源濾波器LoCo綜合進行濾波補償?shù)娜嗨木€逆變器進行仿真，得到圖10圖18的結(jié)果。圖10表示的是三相四線逆變器的電壓和電流波形，其中圖10（a）是輸出電壓uaN的波形；圖10（b）是線電流ia的波形；圖10（c）是線電流ib的波形。圖11表示的是“C相斷開”的中性線電流iN=iaib的電流波形及iN的頻譜。圖12表示的是輸入電流iin的波形及其頻譜。圖13表示的是有源濾波器1的波形，其中圖13（a）是電壓uRN的波形，圖13（b）是電流iNf的波形。圖14表示的是合成中性線電流iNr=iNfiN的波形圖及其頻譜。圖15表示的是直流環(huán)節(jié)向有源濾波器1提供的電流iin.f1的波形圖及其頻譜。圖16表示的是直流環(huán)節(jié)電流iin.r=iiniin.f1的波形及其頻譜。圖17表示的是直流環(huán)節(jié)